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开关电源的设计与仿真范文1
关键词：稳流； 开关电源； 控制系统； PSpice
在实际的应用过程中，很多的电气设备都对电源提出了稳流的要求。而在进行稳流的过程中，传统的稳流电源一般都是通过利用线性电源或者是相控电源来达到目的，存在着效率低、体积大、响应速度跟不上、对电网污染大以及可靠性较差的特点。下面将PWM电源控制器UCC3895对中、大功率全桥移相软开关控制的恒流型开关电源的控制系统进行设计，并利用电子仿真软件——PSpice进行仿真分析。
全桥移相 PWM电源控制器属于一种应用范围极为广泛且能够很好的胜任较高直流电压、较大输出功率，同时还需要将电源与负载完全隔离开来的电源变换器。该种拓扑可以通过利用功率开关的结电容以及变压器的漏感形成谐振，进而实现零电压开关的目的。整个过程中不需要附加其他的设备，不会增加电路的设计成本，而且能够保证其具有较大的开关范围。同时，由于传统稳流电源一般都采用单环反馈的方式进行控制，在提高开关电源性能指标方面具有一定的局限性。因此，在这里采用双闭环控制的方式，不但建立起开关电源的小信号模型，而且还给整个反馈环电路设计一个有效的补偿网络，选用UCC3895作为主控制芯片，最终实现双闭环稳流型开关电源控制系统。
1 稳流型开关电源的基本原理
采用的双闭环稳流型开关电源的系统整体示意图如下图1所示。其中，三相交流输入在通过不可控整流桥、全桥逆变，高频降压以及二次全波整流和滤波之后，得到了应用过程中需要的直流输出。同时，该系统当中采用了频率为20KHz 的整流器。其中的MOSFET能很好的适应高频、中小功率的应用场合，而且主电路都采用了IGBT作为主功率开关。该系统当中的副边输出整流结构没有采用传统的全桥整流，而是采用全波整流，这能很好的适应低压大电流的情况。
该双闭环控制电路的设计思想是：将电流反馈环作为电路的外环，而将电压反馈环作为电路的内环，之后利用之将输出电流转化成为电压 ，再将放大器正相端的电流基准与反相端进行对比，将两者的输出送至UCC3895的运算放大器中，将之作为控制器正相端的基准电压，再次与反向端的输出电压获得的采样信号电压 进行对比，将输出的信号送到芯片内部的比较器，将之与三角波进行对比，最终得到以方波形式表现的占空比变化，实现对全桥变换器的控制。
2 全桥移项PWM DC/DC 变换器闭环小信号系统模型
为了有效的避免主电路给控制电路信号带来的干扰，应该将主电路与控制电路进行电气隔离，同时满足控制精度的相关要求。在应用中、大型移相全桥DC／DC电源变换器的电路当中，应该采用霍尔电流传感器，将之直接串接在逆变主变压器的原边、输出滤波负载支路以及直流输入母线的返回端的支路上。但是对于那些对于电源的稳流特性高的恒定电源而言，电流传感器最好设置在负载支路上，这样可以有效的提高当负载扰动存在时依然可以实现较灵敏的响应速度。而在进行电流采样时，当设置在负载支路之上时，电流源型移相全桥DC／DC变换器小信号闭环系统的结构示意图如下图2所示。
3 稳流源控制系统设计
3.1 电流源型闭环小信号控制系统调节元件参数设计
由于电流源型闭环小信号控制系统属于二阶系统，并且其输出的滤波参数LC一般较大，其频率参数 则较低。这时，系统在频率中段以-40 dB/dec的斜率穿过零分贝线。假若采用的是PI调节元件，那么可以通过减少稳态误差来实现；若想增加系统的响应速度和灵敏度，则可以增加比例系数来实现。但是，这样将使得系统不够稳定，导致系统的控制能力下降。为了确保系统达到性能基本稳定、动态性能达到要求的目的，在保证控制系统幅频特性的基础上，利用PID调节元件来实现这些要求。这里假设PID调节元件的传递函数是：
其中： 、 、 分别表示比例系、积分校正以及微分校正中用到的时间常数。
中包含有两个零点需要确定，根据开环的波德图，其中的一个零点应该设置在滤波过程中的谐振角频率处，此时 ；而另外一个零点应该设置在上一个零点的1/3角频率处，也就是 处。此时， ，而
而比例系数K则可以根据波德图进行对应的调整，确保系统在稳定的情况下尽量增加其整体相应速度。
3.2 稳流电源控制电路设计
UCC3895属于一种全桥移相的PWM电源开关控制器件，其功能较为完善，能够自适应死区的功能和软启动/关断的基本能力，能够较好的实现对全桥主电路的软开关工作控制。此处将该芯片作为稳流电源的控制器，包括对时钟和锯齿波的形成、电气隔离、电压电流采样等控制子模块，对输出电流进行采样反馈之后形成闭环电流。同时，在对输出电压及其母线电流进行采样之后，可以完全实现对过流、过压现象的保护，其控制电路图如下图3所示。
在图3中，自适应死区的延时功能将和ADS、CS以及DELAB、DELCD等信号针脚的设置相关，其处于最大延时模式时， 为开路，这时， ，而ADS针脚的电压为 ，两桥臂的极限死区时间分别为： ， 。
在图3中， 表示负载电流检测电路的输出电压，而 、 分别表示输出电压和母线电流在采用隔离电路后的电压和电流，这样可以满足工业现场对于电流源的输出特性的要求，且实现对过流与过压的保护作用。
4 稳流型开关电源控制系统仿真
这里采用PSpice电子仿真软件对上述设计的控制系统进行仿真。仿真过程中将扰动模拟为：t=2.5ms时输出电压从500V下降至400 V，而当t=4ms时，系统的负载电阻R从40 Ω下降到20Ω，其具体的仿真结果如下图4所示。其中，曲线1和2分别表示调节器的输出电压值以及输出滤波的电感电流的波形图；而曲线3和4则表示 以及输出电流 的波形。
通过仿真结果的分析，以小信号模型为基础设计的控制器能够在电源电压扰动较大以及电源自身启动扰动的情况下稳定的工作。当负载突然变化时，系统可能出现不稳定的情况，导致调节元件出现输出极值的问题。但是，依然可以通过利用PWM控制器对电路的固有限幅特性进行调节，能够使得系统从非线性控制状态进入到线性的控制状态，基本实现对电源的技术要求。
5 结束语
开关电源广泛应用于工业自动化控制、电力电子设备及其它多个领域。随着电力电子技术的高速发展，其发展也将趋向于高频、高可靠、低功耗、抗干扰和模块化。本文浅谈了稳流型开关电源的控制系统，对其电路组成以及数学模型进行了分析和研究，虽然稳流型开关电源应用相对没有稳压型开关电源广泛，但伴随着更多领域中的需求，其作用也是不容忽视的，其优点也将更广泛地得到认识与应用。
参考文献
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开关电源的设计与仿真范文2
摘要：本文设计了一种应用于AC/DC开关电源芯片的片内电源电路。该电路输入电压范围110V～220V，输出电压稳定在约5.8V。本电路仅在开关电源芯片中功率开关关断的半周期，通过高压JFET抽取外部电源电能给储能电容充电，来维持输出电压的稳定，具有输入电压范围广，电路结构简单的特点。通过HSPICE仿真实验，取得预期的效果。
关键词：片内电源；AC/DC开关电源；低功耗
片内电源电路是集成在半导体芯片内部的电源模块。其作用主要是从外部电源(例如220V市电)中获取电能，并把能量转化芯片内部其它模块可接受的稳定直流电平，给内部其它模块供电。目前，片内电源在纹波幅度、调整范围、功耗等技术指标上还不能达到外部电源的水平，但是，片内电源具有设计指标灵活、成本低廉、可集成等外部电源不可比拟的优势。因此，片内电源将会成为未来电源的另一个发展方向。
1电路结构及功能分析
如上图1所示，是本文设计的应用于AC/DC开关电源芯片的片内电源电路整体结构。Vin为片内电源电路的输入端口，220V的交流电源经过半桥整流滤波后通过此端口输入。BP为片内电源电路的输出端口，输出一恒定电压Vout为AC/DC开关电源芯片的其它子模块供电。Gate为AC/DC开关电源芯片中功率MOSFET栅驱动信号，为高时功率MOSFET导通，为低关断。输入检测信号为本片内电源电路的欠压保护信号，当Vin低于110V时片内电源停止工作对开关电源芯片进行保护。
在AC/DC开关电源芯片工作过程中，每个时钟周期对片内电源模块输出电压Vout进行检测，如果输出电压低于设计要求，并且开关电源芯片其它保护模块输出正常的情况下，在Gate为低的半周期对输出端电容C0充电，直到输出电压满足设计要求，停止充电，从而使输出电压保持恒定。本功能由上图1所示的充电控制部分和模拟充电部分来实现。充电控制部分包括：输出电压检测模块，数字逻辑控制模块。模拟充电模块包括高压JFET，MN1，MN2，电阻R0，储能电容C0。
充电控制模块是本电路设计的重点难点，其具体设计过程如下：
1.1输出电压检测模块的设计
输出电压检测模块电路如下图2所示，BP端输出电压Vout经过电阻网络分压后产生3路输出D1，D2，D3，这三路输出分别输入到COM2，COM1，COM3三路比较器中，与基准电压进行比较。COM1输出欠压信号A5，欠压为高，不欠压为低。COM2输出过压信号A6，过压为高，不过压为低。COM3的输出控制泄流支路，当Vout (BP电压)高于7V时，给电容C0提供一条泄流通路，使BP电压低于7V，对电路进行保护。
1.2数字逻辑控制模块的设计
数字逻辑控制模块电路如下图3所示，A5，A6为输出电压检测模块对BP端口电压检测后输出的欠压信号，过压信号；A7为A5，A6经过寄存器后产生的中间信号，X1为输入电压的检测信号，正常为低，当输入电压过低(X1为高)时，片内电源停止工作对开关电源芯片进行保护。
Gate为AC/DC开关电源芯片中功率管的栅控制信号，本片内供电模块仅在功率管关断的时间进行充电。Regulator为过压欠压逻辑单元模块的输出信号，它来控制模拟充电部分对储能电容充电。片内电源在从上电到系统稳定需要经过以下三种工作状态：
① 状态1：储能电容电压Vout低于4.8V。
过压欠压电路的输出A5=1，A6=0。
经过RS触发器，得出A7=1，上支路的输出为1。
于是Regulator信号输出由上支路决定，始终为0。储能电容从0充电会一直充至4.8V而不受各内部信号的影响。
② 状态2：储能电容电压Vout充至略大于4.8V。
过压欠压电路的输出A5，A6由状态1的10转换成00。此时RS触发器为保持状态，于是A7保持为1，上支路的输出由1变为0。此时Regulator由下支路决定，若X1=1(输入电压Vin过低)，Regulator=1(不充电)；若X1=0(输入电压Vin正常)，则Regulator由Gate信号决定。所以储能电容达到4.8V后，若X1信号为1，储能电容将不再充电。若X1信号为0，储能电容在功率管关断周期充电，可充至5.8V。
③ 状态3：储能电容电压由Vout由继续升高，大于5.8V时。
当状态2最后一种情况Regulator由Gate决定，Vout充电至大于5.8V时。过压欠压电路的输出A5，A6由状态2的00转换成01。经过RS触发器A7信号要改变为0，下支路A7与X1的与非使得X1对Regulator无影响。A6经过反向器后的0信号使得Gate对Regulator也没有了影响。此时Regulator输出完全由A5，A6，A7来决定，输出为1(不充电)，直到储能电容的电压回落至5.8V以下。
2仿真结果
仿真条件：本文采用CSMC 700V BCD工艺库和HSPICE进行仿真，Vin电压从0V上升到300V，然后维持稳定。
仿真结果如右图4所示：当Vin从0V上升到300V的过程中，A5，A6状态从10转换到00再转换到01，当芯片稳定工作时其在00，01之间转换从而维持输出稳定在5.8V，达到设计要求。
3结束语
本文设计了一种新型的片内电源电路，具有功耗低，输入电压范围广，电路结构简单等特点。适用于各种开关电源芯片进行片内供电。通过电路仿真，本电路设计满足设计要求。
参考文献
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[6]“全球电源管理IC的发展趋势” 中国电源信息网
开关电源的设计与仿真范文3
【关键词】波特图;电流型开关电源;高效率;建模
Abstract：In this paper，a synchronous buck type switching power supply is modeling based on MATLAB tools.Respectively based on the model of current loop and voltage loop，combined with the simulation to predict the parameters of the switching power supply，accurately map out two loop of the potter，so as to get the current inner loop and voltage outer loop compensation parameters，shorten the development cycle.
Keywords：Bode plot;current mode switching power supply;high efficiency;modeling
1.引言
同步峰值电流型开关电源有两个环路，电流内环完成电流采样，电压外环完成电压采样，根据采样结果稳定输出电压。当占空比大于50%时，电流环容易产生次谐波振荡，因此必须加入斜坡补偿环节。基于Matlab工具，本文提出了两种得到电流型开关电源斜坡补偿斜率的方法[1]，并基于该方法设计了一款同步降压型峰值电流模式的开关电源。另外，本文创新新性地提出了脉宽跳周期方式有效地提高了电源轻载效率。
2.小信号模型
本文设计的同步峰值电流模开关电源小信号模型如图1所示[2-4]。该模型已经包括了元件，其中 Ri和He（s）是电流反馈小信号模型;Fm是占空比调节模型，包括了斜率补偿部分;Kf为前馈增益项，Kr为反馈增益项，用来描述输入输出电压变化对系统的影响;Fc（s）是补偿网络模型;PWM调制部分为等效的开关模型。
Ri、He（s）、Fm、PWM开关模型组成电流内环，输出电压、Kr/Fc（s）、Fm、PWM开关模型组成电压外环。电流内环采样输出电流并转换成电压值，再与电压外环采样到的电压值共同输入到脉宽调制模块实现稳压[5，6]。
图1 峰值电流型开关电源小信号模型
2.1 电流环路增益
电流环路增益的频率响应直接反应着电流内环的稳定性，因此首先需要确定电流内环的传递函数，再运用Matlab工具，绘制出波特图，通过观察增益裕度和相位裕度来判断系统是否稳定，由此来得到补偿斜率。在计算电流环路增益时，可以把控制电压Vc看成是恒定值，小信号等效电路中其值可以忽略;输入电源电压的扰动Kf也为零，Kr的反馈环路仅仅在非连续电流模式的低频范围内有效，因此Kr支路也可去掉，此时小信号模型变为图2所示。
图2 电流环路小信号模型
从Fm处断开后，由文献[7]可知，电流环路增益可以表示为：
（1）
其中（1）式中各隐含项如下列式子所示：
（2）
（3）
（4）
（5）
（6）
以上各式中，Se是斜坡补偿信号斜率，Sn是电感电流上升沿斜率，L是输出电感，C是输出电容，R是负载电阻，Rc是电容ESR，Ts是系统工作频率对应的周期，到此为止（1）式中所有的量的物理意义都已经明确，根据电源的设计指标占空比为0.545，则为0.455，负载1.8欧，TS为0.5us，Rc为0.5欧，L为1uH，C为28nF。因此上式只有Mc未知，而Mc的取值决定了系统稳定性。寻求电流环增益的目的正是为了能方便地找到Mc的值，从而确保闭环以后不会发生次谐波振荡。利用Matlab仿真得到（1）式波特图如图3所示。
由图3中可以看到，当Mc=1，也就是没有加入斜坡补偿时，其增益裕度几乎为0dB，相位裕度也不到45度，因此系统是不稳定的。而随着Mc增大，电流环路的相位裕度也增大，当Mc=2时，相位裕度达到55度左右。Mc越大，相位裕度越高，统越稳定，但系统的直流增益会随之下降，影响响应速度。在设计电路时就可以根据图3的结果，合理地选取Mc的大小，从而确定斜坡补偿电路的斜率Se。
图3 电流环路增益波特图
2.2 控制到输出环路增益
图4 控制到输出的传递函数模型
除了用电流环路增益来预测Mc，我们还可以用控制到输出的传递函数进行预测。推导从控制到输出的增益表达式时，应将电流内环闭合，同时将输入扰动设为0，即将前馈项环路去掉，保留其它反馈环路，如图4所示。可以推导出控制到输出的传递函数为：
（7）
（7）式中Ri为采样电阻，其它各项物理意义已经在2.1给出说明。为了分析方便，把（7）式改写为：
（8）
其中：
（9）
（10）
（11）
（12）
可以看出，有一个零点和一个极点，决定低频特性，将随补偿系数增大而增大;与采样性能有关，提供了位于开关频率一半处的极点对，其品质因数与占空比D和补偿系数Mc成反比关系，由此也可以看出补偿斜率越大，虽然系统越稳定，但品质因数也降低了。把（6）式的波特图用Matlab绘制出如图5所示。
从图中可以看到当没有斜坡补偿时（Mc=1），1MHz频处表现出单极点响应，这与理论推测的一样。在开关频率一半处（尖峰处）存在一个品质因数很高的极点对，将导致潜在的不稳定性。当Mc=2时，就很好地抑制了极点对的影响，提高了系统的稳定性。图5的仿真结果与图3得出的结论几乎一致，那就是系统的补偿斜率Mc=2几本可以保证电流内环的稳定，因此在设计开关电源时，本系统设计补偿斜率Se与电感电流上升斜率Sn一样便可保证系统的稳定性，避免了盲目地去设置补偿斜率以及过补偿的问题，减少了开关电源的设计周期。
图5 控制到输出波特图
3.结束语
全文完整地叙述了如何从建模的角度对开关电源电路设计进行预测与简化。运用Matlab仿真工具，从电流环路增益以及控制到输出传递函数波特图这两种角度简单地得到了系统需要的补偿斜率;为工程人员进行开关电源设计提供了参考依据。
参考文献
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开关电源的设计与仿真范文4
【关键词】低功耗；电流模式；开关电源；电路
随着我国经济的不断增长，大力推动了科学技术的改革和创新，而电力电子技术也随之飞速发展。二十一世纪，是一个新的时代，其更加电子化。社会的发展和人们的生活越来越离不开电子技术，无论在工作、学习还是娱乐中，电子系统被广泛应用，与人们的生活密切相关，不可分割。人们所使用的任何电子设备都需要有可靠的开关电源来支持，因而，对开关电源的研究十分有必要。开关电源的发展在上世纪八十年代中有所成效，于计算机电源中全面实现，在上世纪九十年代中蓬勃发展，几乎所有的电子电器设备、通信设备或是控制检测设备，都采用了开关电源。开关电源是现代电力电子技术的体现，其能利用此技术来有效地控制开通时间和关闭时间的比例。能保证电压的稳定输出，是一种低功耗的电流模式。
1.开关电源控制的相关理论
开关电源是由变压器和PWM控制器、功率开关管和反馈电路组成的。其在不断地发展过程中，已有所成就和突破，优于线性电源。现阶段的开关电源所输出的电压具有高精度，其在开通和关闭之间的转换更为灵活，效率更高，其性能稳定、安全可靠。开关电源最大的优点在于其无需大体积的变压器，变压器在开关电源的工作中只需要50KHz至1MHz之间的高频，不再是过去的低频工作状态。变压器体积的缩小，减轻了电子系统的重量，体现了电源电路的小型化发展。在这个提倡环境保护，无污染绿色产品的新时期下，开关电源的发展，不仅要朝着集成化方向发展，更需要实现绿色化，以减少电源对环境造成的污染。
开关电源主要分为DC/DC变换和AC/DC变换，其中DC/DC变换器的生产技术已十分成熟，具有规范性，已经逐步实现模块化，被广大用户所接受，而AC/DC变换器在模块化上还有所欠缺，其在生产技术上较为复杂。
在电子设备中，电源是其不可或缺的重要部分。电源性能的稳定性对电子设备使用的安全性具有巨大的影响。而开关电源则能有效地节约电能，稳定电压，是电源发展的新趋势。
开关电源的控制方式主要有三种，分别是脉宽调制方式、脉冲频率调制方式和混合调制方式。脉宽调制方式能长期保持一种开关频率，利用调节脉冲的宽度，来改变其所占空间的比例。一般而言，集成开关电源大部分都是采用的脉宽调制方式；脉冲频率调制方式，是保持一定的脉冲宽度，利用对开关频率的转变，来改变其所占空间比例；混合调制方式，是将脉宽调制方式和脉冲频率调制方式的结合体，既不固定开关频率，也不固定脉冲宽度，其对占空比的调节最为宽泛。这种控制方式通常运用于试验室中。
2.低功耗电流模式的电路
2.1低功耗电流模式的电路工作原理
低功耗电流模式的电路在加电时，其外部的金属氧化物半导体场效应管处于关闭状态，只有HV端有直流电压流过，变压器是无电流的。在这种时候，芯片内部的高压电流，会利用Vcc端为电容供电，并且内部电路将会启动，开始工作。在Vcc端的电压不小于或是等于9.8V的时候，会促使振荡器进行工作，以传输矩形波；在Vcc端的电压超过11.4V的时候，电流源则会关闭。随着电路工作的顺利开展，在脉冲宽度调制信号的控制下，横向扩散金属氧化物半导体管将会开启或是关闭，使得电流流过变压器的线圈，光耦随之工作。光耦传递于FB端的电流会随着外部功率需求的减小而减小，其是以电压的形式输送于内部比较器中的反向断，当比较器在输送高电平时，使得触发器复位，则会导致功率开关管的关闭，以减少输出的电能，实现低功耗。
2.2低功耗电流模式的内部电路模块
低功耗电流模式的内部电路主要包含了基准源电路、振荡器电路、电压调节器电路和过温保护电路等。其内部电路的结构较为复杂。在内部电路中，基准源电路具有十分重要的地位，其是整个电源的参考标准，因而，基准源电路必须具有高度的稳定性。最为理想的基准源电路不会被电源和温度所影响，能为电路提供更为稳定的电压。在当下，能隙基准电压被广泛使用，其具有低功耗、稳定性好的特点；振荡器则会在工作中，输送出带有频率的震荡波形，尤其是锯齿波形；电压调节器有利于保证用电设备的恒定电压。在内部电压中，能隙基准电压源和芯片内部模拟电路所产生的电压不尽相同，基准电压源通常只可提供一个稳定电平，无法满足电子系统对大功率的需求。对此，就需要使用电压调节器来实现电平间的转换，使其具备驱动能力；过温保护电路，则是为了防止电子系统因电路过热而受到损害。若电路工作的温度达到所设置的标准温度时，过温保护电路则会关闭所有电路，直至电路温度下降于标准范围内。此后，电路便会重新工作。
3.低功耗电流模式开关电源电路的主要子模块
3.1基准电压源的设计
随着时间的推移，基准电压源的设计已有所成效，尤其是能隙基准电压源的产生，解决了许多问题，符合现代电子技术的要求。能隙基准电压源突破了传统的温度一阶补偿，提出一种现代化的温度系数高阶补偿，以保障其温度的稳定性。在研究基准电压源的温度特性时，我们可充分利用微电子技术，对其温度进行详细分析，通常将仿真的温度范围制定于零下四是摄氏度至100摄氏度。据实验证明，在这个温度范围内，能隙基准电压源可维持长期的稳定性，符合基准源电压的设计要求。
3.2振荡器电路的设计
振荡器是一种输送出带有频率的信号的电路，主要分为非调谐振荡器和调谐振荡器。其中非调谐振荡器所输送出的是三角波和方形波，而调谐振荡器所输送出的是正弦波。我们可以利用HSPICE来仿真振荡器的电路，以绘制出其仿真波形图。经实验可发现，振荡器的电压十分稳定，能够满足设计的要求。
3.3电压调节器电路设计
在对电压调节器的电路进行设计时，可采用普通两级运放的结构。在电路的输入部分可采用差分形式，以提高整个电路的工作效益，尽可能减少电路工作中所产生的噪音；在第二级中，则可应用反相器结构，由其来继续差分输入级未完成的转换任务。除此之外，在设计过程中，还要采用合理的补偿方式，以保障电路的稳定性。目前，最为先进的补偿方法便是Milloer补偿技术，其能实现运放频率特性的有效转变。
4.结束语
随着时代的进步，科学技术的日新月异，开关电源的发展也蒸蒸日上，市场对开关电源的发展提出了新的要求。为提高市场竞争力，迎接高难度的挑战，开关电源必须寻找出新的发展方向，以满足社会各领域对开关电源的需求。开关电源需要具备高频、低功耗的特点，要具有高度的可靠性，符合环保要求，实现开关电源的绿色化。便捷式的电子设备逐渐增对，其需要更为高效的职能电源控制芯片来有效地控制开关电源，以实现电源管理芯片的智能化。因此，对于低功耗电流模式开关电源电路的探讨，已成为我国电力电子技术发展中的重要研究课题。 [科]
【参考文献】
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开关电源的设计与仿真范文5
【关键字】 DC-DC变换器 LM5117 CSD18532KCS MOS场效应管
一、系统方案论证
开关电源方案采用LM5117用于高侧MOSFET的CSD18563以及用于低侧MOSFET的CSD18532 （X2）。该方案适用于高电压或各种输入电源的降压型稳压器应用。其控制方法采用仿真电流斜坡的电流模式控制。电流模式控制具有固有的输入电压前馈、逐周期电流限制和简化环路补偿的功能。使用仿真控制斜坡可降低脉宽调制电路对噪声的敏感度，有助于实现高输入电压应用所必需的极小占空比的可靠控制，同时不会影响输出纹波。
电流恒定控制采用场效应管CSD18532KCS构成压控恒流源，再由LM5117芯片控制DC-DC实现降压变换。该方案可以实现电压线控制电源，增加了执行效率提高恒流效果。拥有超低的QG、QGD、雪崩额定值和逻辑电平等优点，并且不会影响输出纹波，输出电流波动较小。本文的过流保护如图1所示，调整下MOS管Q2的源极电阻R14使输出电流≥3.1A时，电路进入打嗝模式，启动限流保护。
二、电路设计
LM5117包含一个双电平UVLO（欠压锁定）电路。当UVLO低于0.4V时，LM5117处于关断模式。关断比较器可提供100 MV的迟滞，以避免转换过程中的跳动（CHATTER）。当UVLO引脚的电压高于0.4V，但低于1.25V时，控制器处于待机模式。在待机状态下，VCC偏置稳压器被激活，而 HO和LO驱动器被禁用，SS引脚保持低电平。此功能允许通过一个集电极开路或漏极开路器件将 UVLO引脚拉至低于0.4V，以实现远程关断功能。当VCC引脚超过其欠压锁定阈值，且UVLO引脚电压高于1.25V时，HO和LO驱动器被启用，并开始正常运行。
此处直接选取13.5V电压能正常开机即可，根据UVLO=1.25V，这里选取电阻RUV2为91K，RUV1=10K，使得U=1.25*（91K+10K）/10K，即UIN>12.6V，此电路即可工作。
在MOS管导通的时间里，电感L会将通过的电流转换为磁能，把能量贮存起来。电容C将通过电感L的那部分电流转化为电荷贮存起来。在MOS管截止的时间里，电感L会产生反向电动势，将其输送给负载R并与续流二极管D组成回路，同时电容C将电荷转换成电流向负载供电。
三、系统测试
为了减少误差，测试方案采用，多次重复测试的方法进行。测量电路点如图2所示（3、4、5、6、7为测量点）：
额定输入电压下，产品主要做了以下5组测试，测试结果如表1所示：
由表1可知：
①|？UO|在0.01～0.03V之间，符合|？UO|=|5V-UO| ≤100MV的设计要求；
②IOMAX在3.00～3.01之间，符合额定输入电压下，最大输出电流：IO≥3A的设计要求；
③输出噪声纹波电压峰峰值UOPP在32MV～40 MV之间。符合UOPP≤50MV（UIN=16V，IO=IOMAX）的设计要求；
参 考 文 献
[1]侯振义.直流开关电源技术及应用[M].北京：电子工业出版社.2015，P17-39.
[2]张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].电子工业出版社，2011，P35-58.
[3]王水平，付敏江.开关稳压电源.原理、设计与实用电路.[M]西安：西安电子科技大学出版社，2009，P127-136.
开关电源的设计与仿真范文6
【关键词】双管反激变换器 SABER仿真
1 前言
世界对能源、环保问题的重视，人们对绿色能源的期望越来越高，从而促进了可再生能源，尤其是太阳能及风能的开发利用。在太阳能光伏发电系统中，光伏电池的特性随照射光的强度变化幅度比较大，所以系统逆变器的控制电源应具备大范围直流电压变化情况下的稳定工作能力，即应该有一个相当宽的工作电压范围，这样在太阳光线很弱的情况下仍能保证逆变器控制系统的正常工作。
2 线性稳压电源和开关稳压电源是现有的电源两种主要类型概述
开关电源是一种新型、高效的直流电源，因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代了传统的线性稳压电源。在本课题中多路输出开关电源需要在一个相当宽的工作电压范围内稳定输出，要保证开关电源能够在这么宽的输入电压范围内正常工作，如果用常规方法设计，首先要保证在最低电压时主功率管工作在最大的占空比，当电压上升到最高电压时，主功率管的占空比很小了，这样肯定会丢脉冲，系统会工作不稳定。为此本课题针对宽输入多路输出的关键问题讲进行研究。
隔离型DC-DC 变换器包括反激、正激、推挽、半桥以及全桥等。这类变压器适用于升降压范围宽，输入输出间需要电气隔离的场合。下面将结合电路要求，简要介绍这几种变换器的优缺点。
2.1 单端反激变换器
单端反激电路结构简单，成本低，易于多路输出。反激变换器相当于隔离的Buck-Boost变换器，其中隔离变压器是个多绕组耦合电感，具有储能、变压和隔离的作用。变压器储能限制了变换器的输出功率，因此只适合于小功率应用场合。且变压器单向激磁，利用率低。
2.2 单端正激变换器
电路形式与反激式变换器相似，只是变压器的接法和作用不同。优点同样是是电路结构简单。但其变压器铁芯磁复位必须采取磁复位电路来实现，除有源箝位等少数几种磁复位方式外，其它多种复位方式拓扑一般存在以下缺陷：变压器铁芯单向磁化，利用率低，主功率管的占空比一般都不超过0.5，主功率管承受两倍左右的输入电压。
2.3 半桥变换器
铁芯双向磁化，利用率高。变压器铁芯不存在直流偏磁现象，功率管承受电源电压，流过两倍的输入电流，适合高压中功率场合。
2.4 双管反激小功率辅助电源
对于小功率应用场合，通常采用正激变换器和反激变换器这两种变换器。输入电压不高的场合，通常采取单端反激的设计方法，但在较高输入电压场合单端反激电路不适用，由于输入电压的变化范围、反激电压、输出轻载状况，单端反激变换器主开关电压应力较大。反激变换器中变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，因此漏感较大。当功率管关断时，会产生很大的关断电压尖峰，从而进一步增加了主开关管的电压应力，使EMI更为严重，有可能损坏功率管。因此本文采用双管反激的思路，将单管用两只开关管替代，同时导通、关断，并采用箝位二极管把开关管在反激过程中承受的峰值电压箝制在输入电源电压。由此双管反激电路每个开关管上的电压应力大大降低了，开关管的选择范围也更大，同时也具备了单端反激电路的优点。
双管反激变换器的SABER仿真，仿真原理图如图1所示。
测试条件：
输入电压：200～600VDC
输出电压：+15v/0.33A（Rload =45）
C15V/0.2A（Rload =75）
24v/0.5A（Rload =48）
输出功率：20W
开关频率：100KHz
仿真分别按200V、400V、600V三种输入电压情况进行；每一种输入电压按满载、1/2负载、1/3负载三种负载情况进行仿真。电路变压器始终工作在断续模式下，波形相似，如图2是输入电压400V下的满载情况的仿真波形。
由仿真波形可见：
（1）输入由200V～600V变化时输出电压稳定，输出电压纹波小。由于输入升高时反馈电压上升，其与UC3844内部提供2.5V参考电压经误差放大器比较得到的差值增大，门限电压升高，电流经采样电阻转换得到的电压与门限电压比较得到的占空比D减小，从而控制开关管的导通时间，稳定输出。
（2）负载变化时变压器始终工作在DCM模式，负载减轻时，纹波减小，输出电压上升。由于负载电流减小，采样得到的电流减小，采样电阻上的电压降低，占空比D减小，从而控制输出基本稳定。
（3）开关管导通时，原边电流线性增长，副边无电流。此时副边整流管关断，电源向原边传递能量，原边充当电感储能，输出滤波电容向负载放电。
实验时采用一万用表串联在输入端，另一万用表并联在输入端，分别测量输入电流和输入电压；输出端采用电子负载，CCL模式，直接给电路提供负载。
根据实验数据作出输入电压变化时开关电源的效率曲线，效率随着输出功率的增加而增大，随着输入电压的增加而增加，由于实验室直流电源最高供电略高于350V，而设计及制作时按输入电压200-600V的技术指标进行，开关管及续流、整流管的耐压较350V输入来说均偏高，故可以推测电路仍未达到最高效率。对闭环电路进行了SABER仿真，运用Protel绘制了电路原理图和PCB，制作并调试成功了实验样机，给出了实验结果，验证了理论分析的正确。
参考文献
[1] 谢华林，杨金明.基于SABER仿真器的双管正激参数及控制环路的设计[D].广州： 华南理工大学.2009.
[2] 洪帅，陈国柱.高压输入多路输出双管反激变换器的设计[D].浙江：浙江大学电气工程学院.2008.
