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开关电源的设计方案范文1
关键词：开关电源；IR2110；SG3525；高频变压器；MOSFET
1 绪论
电源是将各种能源转换成为用电设备所需要的装置，是所有靠电能工作的装置的动力源泉。随着电源在计算机、通信、家用电器等方面的广泛应用，人们对其需求量增长，效率、体积、重量及可靠性等方面也要求更高。开关电源的核心为电力电子开关电路，根据负载对电源提出的输出稳压或稳流特性的要求，利用反馈控制电路，采用占空比控制方法，对开关电路进行控制。
2 系统整体方案
1.电源的设计要求：
（1）输出电压：额定工作电压36V；
（2）输出电流：额定工作电流1A；
（3）输入条件：50Hz，交流220V；
（4）纹波电压 Vor为20mV[8]。
2.整个课题的设计，分为三部分：主电路的设计，包括整流输入滤波、半桥式逆变、高频变压输出、输出整流、输出滤波；开关管的驱动电路；控制电路的设计，包括控制逆变电路开关管工作的脉冲输出、调占空比。
3 系统电路设计
3.1主电路结构
半桥式开关电源主电路如图3-1所示。图中开关管V1、V2选用MOSFET开关管。半桥式逆变电路一个桥臂由开关管V1、V2组成，另一个桥臂由电容C1、C2组成。高频变压器初级一端接在C1、C2的中点，另一端接在V1、V2的公共连接端，V1、V2中点的电压等于整流后直流电压的一半，开关管V1、V2交替导通就在变压器的一次侧形成幅值为 的交流方波电压。通过调节开关管的占空比，就能改变变压器二次侧整流输出平均电压Vo。
图3-1 开关电源主电路结构图
3.2 MOSFET驱动电路的设计
半桥驱动芯片选用IR2110。其中自举电容的选为104无极性瓷片电容。快恢复二极管选为FR207。
3.3 开关电源控制电路的设计
设计电路的控制电路是整个电路的主要部分。目前实际产品应用中有各种典型的控制电路，鉴于对电源和驱动的要求，结合本次设计选择SG3525。
1.自激振荡电路
SG3525的自激振荡器输出的锯齿波送至PWM比较器，而输出的方波一方面送到PWM锁存器，另一个方面有4脚输出作为其他芯片的同步信号，另外振荡器可由3脚送来的脉冲信号控制，便于多个芯片同步使用。此次设计，取Ct=0.01uf，Rt=9K，Rd=200Ω，则由公式f=1/[Ct（0.67 Rt+1.3 Rd）]得，f=16k。
2.脉冲宽度调节
由于11脚14脚输出低电平时间取决于9脚电压，而9脚电压又取决于误差放大器输出电压，故人为改变SG3525 1脚或2脚电位，即可改变9脚电压，9脚电压变低时，A1提前输出“1”，使11脚或14脚输出脉冲宽度变窄，而9脚电压上升时则与上相反，完成对输出脉宽的控制。由图可知，1脚电位与输出脉冲宽度成反比，而2脚电位则与输出脉冲宽度成正比.在开关稳压电源设计中，反馈电压可加于1脚或2脚。本次设计使用2脚加一个可调电阻调占空比。
3.SG3525电路图：
图3-2 SG3525电路图
4 电路调试
控制电路调试主要测量SG3525的 9脚的电压是否在1.5V 至5.2V之间，5脚波形是否为锯齿波，16脚电压有无5.1V。最重要的是11脚与14脚的输出波形是不是方波，是否有足够的死区时间，调2脚电压时11脚14脚输出方波的占空比是否变化等。
在测试驱动电路时主要测IR2110的10脚与12脚的输入波形是否与SG3525的输出波形相对应，IR2110的1脚7脚的输出波形是否是漂亮的方波，自举电容两端的波形是否在比较稳定的范围内。
在测试IR2110的输出时发现调占空比时IR2110的占空比0-100%可调。后来发现限流电阻和下拉电阻的取值问题导致波形畸变，从而导致IR2110的输出出现不良情况。通过多次更换限流电阻和下拉电阻，波形畸变得到了一定的改善，不过还是不能达到完全的线性传输。为了得到更好的驱动效果，从SG3525加一电阻接在IR2110的输入端，经实际测试IR2110的输出波形0-45%可调，满足驱动要求。
对于主电路的调试，一定要一步一步调，先用示波器测试整流滤波电路再测变压器原边的波形，变压器副边的波形，输出电压等。
5 总结
本次设计完成的主要任务是制作占空比可调，输出36V的开关电源。通过搜集开关电源的相关资料，了解电源的相关制作方法，并通过控制电路与驱动电路的选择，针对任务提出了可行方案。在设计方案中，结合芯片SG3525和IR2110特点，用半桥的结构来设计开关电源。根据设计方案，详细地阐述了SG3525的控制原理和IR2110的驱动过程。设计了相应的硬件电路。虽然做了以上几方面工作，但由于时间和实验条件的限制等原因，所做工作还有很多需要完善的地方。SG3525没有过流保护电路，控制电路与驱动电路之间没有光隔离，半桥主电路前的热敏电阻在上电完成后没有用继电器隔离开而影响效率等。
作者简介：
巴深（1992-），男，汉族，湖北武汉，本科在读，湖北省 武汉市 武汉纺织大学 电子信息工程 430200
开关电源的设计方案范文2
关键词：直流开关电源 控制电路 TOP247YN 电路
中图分类号：TN86 文献标识码：A
引言
目前，各种各样的开关电源以其小巧的体积、较高的功率密度和高效率正越来越得到广泛的应用。伴随着电力系统自动化程度的提高，特别是其保护装置的微机化，通讯装置的程控化，对电源的体积和效率的要求也在不断提高。可以说，适应各类开关电源的控制集成电路功能正在不断完善，集成化水平不断提高，外接原件也是越来越少。开关电源的研制生产正在日趋简化，成本也日益下降，而且集成控制芯片种类也越来越多。
针对开关电源，其中的控制电路部分发挥着很大作用，对于一个电路是否能够输出一个稳定的直流电压，反馈环节就显得尤为重要。如今，在直流开关电源中，大都采用PWM控制方式来调整占空比从而进一步来调整输出电压[1]。在开关电源中，控制电路通常都是采用集成控制芯片来加以控制。
在本文设计中，考虑到小型、高效的设计初衷，控制电路部分决定采用集成化程度较高的单片开关电源芯片TOP247YN，通过它可把MOSFET和PWM控制电路较好地集成在一起，这样可使得芯片电路更简单而实用，从而使得设计出的开关电源更加小型化。
1、 TOP247Y的基本工作原理及主要工作过程
在本文设计中采用的TOP247Y就是属于第四代开关器件。
其主要工作原理是：TOP247Y控制芯片是利用反馈电流IC来通过调节占空比D，从而达到稳定输出电压的目的，属于PWM控制类型中的PWM型电流反馈模式。当输出电压升高时，经过光耦反馈电路使得IC增加，则占空比将减小，从而达到稳压的目的[3]。反之亦然。
TOP247Y控制芯片内部主要工作过程：在启动的过程中，当滤波后的直流高电压加在D管脚时，MOSFET起初处于关断状态，在开关高压电流源连接在D管脚和C管脚之间，C管脚的电容被充电。当C管脚的电压VC达到5.8V左右时，控制电路被激活并开始软启动。在10ms左右的时间内，软启动电路使MOSFET的占空比从零逐渐上升到最大值。如果在软启动末期，没有内部的反馈和电流回路加载管脚C上，高电压电流源将转向，C管脚在控制回路之间通过放电来维持驱动电流。
芯片自身消耗的过电流是通过内部电阻RE转到S脚。这个电流是通过内部电阻RE控制MOSFT的占空比来提供闭合回路的调节。这个调节器有一个有限的低输出电阻ZC，可设定误差放大器的增益，被用在主要的控制回路。在控制回路中，动态变化的电阻ZC以及内部的C管脚电容可以设定主极点。当出现错误的情况时，如开环或输出短路时，可以阻止内部电流进入C引脚。
C引脚的电容开始放电到4.8V，在4.8V时，自动重启被激活，使得输出MOSFET关断，把控制回路钳位在一个低电流的模式。在高电压电流源打开，有继续给电容充电。内部带迟滞电源欠压比较器通过使高电压电流源通断来保持VC的电压在4.8V到5.8V的区域内。
2、开关电源芯片的电路选择
TOP系列的控制芯片的控制引脚C的电路基本类似，在本文设计中，C6选择0.1uF。电容C7选择47uF/10V的低成本电解电容。而串联电阻R8选择为6.8Ω/0.25W的电阻。■
参考文献
[1] 沙占友. 新型单片开关电源的设计与应用[M] . 北京：电子工业出版社， 2001.
[2] 杨 旭，裴云庆，王兆安. 开关电源技术[M] . 北京： 机械工业出版社， 2002.
开关电源的设计方案范文3
关键词： 开关电源；数字控制；单片机
中图分类号：TM44 文献标识码：A 文章编号：1671－7597（2012）0210075－01
0 引言
直流稳压电源已广泛地应用于许多工业领域中。在工业生产中（如电焊、电镀或直流电机的调速等），需要用到大量的电压可调的直流电源，他们一般都要求有可以方便的调节电压输出的直流供电电源。目前，由于开关电源效率高，小型化等优点，传统的线性稳压电源、晶闸管稳压电源逐步被直流开关稳压电源所取代。开关电源主要的控制方式是采用脉宽调制集成电路输出PWM脉冲，采用模拟PID调节器进行脉宽调制，这种控制方式，存在一定的误差，而且电路比较复杂。本文设计了一种以ST公司的高性能单片机μpsd3354为控制核心的输出电压大范围连续可调的功率开关电源，由单片机直接产生PWM波，对开关电源的主电路执行数字控制，电路简单，功能强大。
1 功率直流电源系统原理与整体设计
1.1 系统原理。本功率直流电源系统由开关电源的主电路和控制电路两部分组成，主电路主要处理电能，控制电路主要处理电信号，采用负反馈构成一个自动控制系统。开关电源采用PWM控制方式，通过给定量和反馈量的比较得到偏差，并通过数字PID调节器控制PWM输出，从而控制开关电源的输出。
1.2 系统整体设计。系统硬件部分由输入输出整流滤波电路、功率变换部分、驱动电路、单片机系统和辅助电路等几部分组成。
当50Hz、220V的交流电经电网滤波器消除来自电网的干扰，然后进入到输入整流滤波器进行整流滤波，变换成直流电压信号。该直流信号通过功率变换电路转化成高频交流信号，高频交流信号再经输出整流滤波电路转化成直流电压输出。控制电路采用PWM脉宽调制方式，由单片机产生的脉宽可调的PWM控制信号经驱动电路处理后，驱动功率变换电路工作。 利用单片机高速ADC转换通道定时采集输出电压，并与期望值比较，根据其误差进行PID调节。电压采集电路实现了直流电压V0的采集，并使其与A/D转换器的模拟输入电压范围匹配，在开关电源发生过压、过流和短路故障时，保护电路对电源和负载起保护作用。辅助电源为控制电路、驱动电路等提供直流电源。
2 开关电源主电路设计
开关电源主电路是用来完成DC-AC-DC的转换，系统主电路采用全桥型DC-DC变换器，本系统采用的功率开关器件是EUPEC公司的BSM 50GB120DN2系列的IGBT模块，每个模块是一个半桥结构，故在全桥系统中，需要两个模块。每个模块内嵌入一个快速续流二极管。
3 控制电路硬件设计
3.1 控制电路结构框图。功率直流电源的控制电路采用ST 公司的μpsd3354单片机为核心。控制电路主要完成如下功能：电压采集、A/D转换、闭环调节、PWM信号产生，IGBT驱动与保护、键盘输入和输出电压显示等功能。控制电路主要包括：单片机系统、电压采集电路、IGBT驱动电路和键盘、显示电路等。系统通过PWM输出控制功率转换开关的导通与关断时间，完成对输出电压的稳定控制，通过A/D转换完成对开关电源输出电压的采样，同时采用电压闭环控制，开关电源工作时，根据期望值与电压反馈值的偏差，由单片机实现对PWM占空比进行PID调节。
3.2 IGBT驱动电路设计。为了精确控制开关电路的电压输出，本系统采用脉宽调制方式调节开关管的工作状态。根据电压控制算法（可采用改进的PID控制算法）设置单片机产生不同占空比的方波信号，经过光电耦合器控制开关器件，调整电路输出设定的电压值。要使IGBT正常工作，合适的驱动是至关重要的。驱动电路的任务是将控制电路发出的信号转换为加在电力电子器件控制端和公共端之间、可以使其开通或关断的信号。同时驱动电路通常还具有电气隔离及电力电子器件的保护等功能。
3.3 传感器输入通道与A/D转换。系统通过电压传感器采集电压信号，经过A/D转换被单片机接收。本系统采用CHV系列霍尔电压传感器采集电压，采用μpsd3354单片机内部的A/D转换器进行模数转换，线路连接简单，精度最大为5mV。基本能满足控制要求。
3.4 键盘和显示电路。功率直流电源的键盘和显示电路部分都装在操作面板上，由单片机控制。本系统采用自制4×4矩阵键盘，以单片机的PB4～PB7做输出线，PB0～PB3做输入线。显示部分采用动态数码显示，以专用的数码管显示驱动芯片MAX7219进行驱动。
4 系统软件设计
系统软件主要由主程序和中断服务程序组成，主要用来实现以下功能：键盘扫描、数码显示、A/D转换、数字PID调节和PWM波形产生等。键盘扫描和数码显示这里不作介绍，本设计主要是采用软件方式来实现功率直流电源的数字控制。
4.1 主程序设计。主流程在完成各种变量和I/O初始化后，可以输入期望电压值并存入寄存器，当按下启动按钮后，启动电源系统，这里设定启动时，使PWM输出占空比为最小值，即0.1％。启动后，调用A/D转换子程序并读入键值，将反馈电压值与给定电压值相比较后，调用PID调节运算，更新驱动波形的占空比，然后调用PWM产生子程序输出PWM信号，并通过显示子程序显示输出电压。
4.2 A/D转换部分子程序。直接利用单片机10位ADC口，A/D转换部分程序比较简单，程序只要完成如下功能：选择模拟输入通道，并预制分频数；配置控制寄存器ACON；读取A/D转换后的数值，返还ADTA0、ADTA1中的数据。
4.3 PID调节子程序。PID调节由单片机来实现，单片机对给定信号与反馈信号相减得到的误差来计算调整量，用以控制开关的占空比。算法中，做了一点修正，当偏差与积分符号相反时，积分清零。因为若符号相反，说明积分项起了反作用，故把积分项清零。
5 结束语
本系统将开关电源与单片机系统结合起来，设计了一种输出电压连续可调的功率开关电源。该电源精度高，电路简单，操作灵活，具有良好的应用前景。单片机控制直流电源符合电力电子新技术产品向“四化”方向发展的要求，即应用技术的高频化、硬件结构的模块化、软件控制的数字化、产品性能的绿色化。
参考文献：
[1]PressmanA，开关电源设计二版[M].王志强译，北京：电子工业出版社，2005.
开关电源的设计方案范文4
关键词:稳压电源; 交流稳压电源; 脉冲宽度调制器; 高频电子变压器
中图分类号:TP368.1 文献标识码:B
文章编号:1004-373X(2010)10-0204-03
Design of Switch-Mode AC Stabilized Voltage Supply
XU Jin-xing, XU Chang-hua
(Research & Development Center of Electronic Products Equipment Manufacture of Jiangsu Province, Huaian 223003, China)
Abstract:An advanced design of AC stabilized voltage power supply is expounded in this paper. The pulse width modulator (PWM), high-speed electronic switches, high-frequency electronic transformer, and LC filters was adopted to realize the design. In comparison with AC stabilized voltage supply of the traditional thyristor angle modulation mode, this scheme is ofhigher efficiency, smaller size, smaller nonlinear distortion and it is an entirely new design of AC stabilized voltage supply.
Keywords:stabilized voltage supply; AC stabilized voltage supply; PWM; high-frequency electrosic transformer
目前,空间技术、计算机、通信、雷达及家电中的电源逐渐被开关电源所取代。现在一般应用的串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。这种传统的串联稳压器、调整管总是工作在放大区,流过的电流是连续的,这种稳压器的缺点是承受过载和短路的能力差,效率低,一般只有35%~60%。由于调整管要损耗较大的功率,所以需要采用大功率调整管,并装有体积很大的散热器[1]。而开关电源的调整管工作在开关状态,功率损耗小,效率可达70%~95%,稳压器的体积小,重量轻,调整管的功率损耗较小,散热器也随之减小[2]。此外,开关频率工作在几十kHz,可用数值较小的滤波电感、电容元件,故可以大大提高允许的环境温度。
1 电路组成及工作原理
开关式交流稳压电源电路框图如图1所示。工作原理描述:由三角波发生电路产生150 kHz的三角波,由低频正弦波产生电路产生50 Hz的正弦波。两个信号分别同时送到比较器的同相和反相输入端,在比较器的输出端将产生矩形波。该矩形波的频率与150 kHz的三角波相同,该矩形波的脉冲宽度受50 Hz正弦波实时幅度的调制后,随50 Hz正弦波实时幅度而变化,即已调制矩形波。将其送到高速电子开关中一个输入端,并经过一级反向器反向,送到高速电子开关的另外一个输入端。
图1 开关式交流稳压电源电路拓扑图
市电整流滤波获得的2倍于输入交流电压(典型值约为311 V)的直流高电压送到高速电子开关的电源输入端。高速电子开关的两个输出端由两个反向的输入矩形波驱动,从约311 V直流电源取得能量后,分别经过一级短时间常数的LC滤波电路连接到高频开关变压器的初级。该LC 滤波电路的作用是使进入高频开关变压器初级的矩形波脉冲拐角趋于圆滑,以降低其高频谐波。高频开关变压器的初、次级还起到对市电隔离的作用,高频开关变压器的次级获得交变、拐角圆滑的矩形波电压,经过多级长时间常数的LC滤波电路,将150 kHz高频信号滤除,还原出50 Hz正弦波的调制信号,送到负载用于对负载供电[3]。
电压和电流取样电路从负载上获取电压和电流信号,分别送两路A/D 转换器转换,变成离散的数字信号。一方面用于通过微处理器处理后进行实时显示;另一方面用于通过微处理器处理后送D/A 转换器变换为模拟量,经过光电隔离驱动电路来控制正弦波发生器的幅值,又经过比较器、反向器、高速电子开关、LC 滤波、高频开关变压器、多级LC 滤波等电路,用于控制负载上电压或电流的稳定。电压互感器的作用是从市电中获得低谐波失真的标准正弦波,经由正弦波产生电路控制其幅值;键盘用于输入准备向负载提供的电压或电流值。
2 电路设计分析
2.1 可控正弦波产生电路
可控正弦波产生电路的电路图如图2所示[2]。
正弦波的来源采用直接从市电的220 V/50 Hz的正弦波,利用电压互感器变换成较低电压的50Hz 正弦波(例如5 V)。该正弦波的谐波失真度取决于市电的谐波失真度和互感器的参数,其输出幅度由D/A 转换器控制光电耦合器驱动电路实现,D/A转换器输出信号控制光电耦合器导通程度,与分压电阻分压后产生交流和直流叠加的电压,经电容隔离直流分量,仅保留交流分量送运算放大器进行若干倍的放大,产生随D/A信号幅度大小而控制的纯净交流信号量。
图2 可控正弦波产生电路
D/A控制信号产生的原则是:根据输出到负载上的电压或电流配合市电的电压幅度大小进行综合运算,由微处理器向D/A 转换器提供通过综合运算的数字量,使得提供给负载的输出电压(或电流)趋于稳定。
2.2 脉冲宽度调制器
PWM产生电路由正弦波产生电路、三角波产生电路和比较器三个部分组成。三角波加到比较器的反向输入端,正弦波加到比较器的同向输入端,比较器输出端产生受正弦波瞬时幅度而变化的脉冲宽度调制波[4-5]。
图3是电压型PWM比较器的工作波形,输入三角波接在比较器的反向输入端,可控正弦波信号送至比较器的同相输入端,经放大后输出PWM信号。
图3 PWM工作波形图
2.3 高速电子开关
高速电子开关电路用于实现将PWM波功率放大,配合高频电子变压器和滤波电路,可实现对输入信号为受某信号参数调制的矩形波,输出信号为还原出该参数的解调电路[6]。其典型电路图如图4所示,是PWM经反相器出来的波形。整个电路由4个场效应管构成的桥式开关电路、高频开关变压器、多组LC 滤波电路(图中只画出一组L3,C3)组成。
图4 高速电子开关电路
高频开关变压器Tr还兼起市电隔离的作用。电路中,L1,C1 和L2,C2 组成滤波电路,用以使输入到高频开关变压器初级的矩形波拐角变成“缓变”形状,以使流经变压器的谐波分量减小,降低干扰。
经过高频开关变压器次级感应到的电压通过L3,C3(实际为多级LC,如三级)的进一步滤波可以将PWM的高频矩形波滤除,在负载上得到被还原的原调制波的正弦波形,如图5所示。
图5 还原出来的波形
图5中还原出来的调制波实际上是有一定程度的锯齿波成分,如果用数字存储示波器存储波形,然后局部放大观测可发现,如图5中显示了局部放大后的锯齿形状,其锯齿程度反映了信号的失真度,与多级LC滤波器的性能参数有关。
2.4 微处理器
微处理器部分用于实现系统装置的智能化,微处理器部分包括微处理器芯片、键盘、LCD 显示器、A/D 和D/A 转换器,且适合于控制的微处理器芯片往往采用单片机,而单片机基本上都包含有I/O 接口电路、ROM,RAM、定时器和中断系统,因此这些部件基本上都不需要扩展。
软件部分的设计包括A/D转换器、D/A转换器、LCD显示器、键盘系统等功能的子程序,还包含系统监控程序和各种中断服务程序等[7],其系统监控程序流程图如图6所示。
图6 系统监控程序流程图
3 结 语
在此介绍的开关式交流稳压电源是一种较为先进的交流电源设计方案。随着时代的快速发展,开关电源的集成化与小型化正在变为现实,目前正在研制开发开关与控制电路集成于同一芯片的集成模块。然而,把功率开关与控制电路,包括反馈电路都集成于同一芯片上,必须解决电气隔离与热绝缘的问题,这将是今后的一大研究课题。
参考文献
[1]李靖.中国开关电源市场的分析[J].电工技术,2000(2):44-45.
[2]王兆安,黄俊.电力电子技术[M].4版.北京:机械工业出版社,2003.
[3]刘胜利.现代高频开关电源实用技术[M].北京:电子工业出版社,2001.
[4]阮新波,严仰光.脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术[M].北京:科学出版社,1999.
[5]李琪.PWM全桥软开关直流变换器的研究[D].杭州:浙江大学,2006.
开关电源的设计方案范文5
[关键词]单端反激式 宽范围 DC/DC变换器
中图分类号：TN86 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2015）13-0293-01
引言
LM5032是美国国家半导体公司推出的业内首个适用于传统及有源箝位复位电路结构的100V双通道交错输出脉冲宽度调制控制器。本文介绍了一种采用LM5032控制器设计宽范围输入（9V～36V），多路输出（+5V，±12V）的隔离型DC/DC变换器，它大大提高了DC/DC变换器的功率密度，提高了电源模块的可靠性和稳定性。
1.电路方案设计原理
众所周知，隔离型DC/DC变换器的典型拓扑结构主要有全桥式、半桥式、推挽式、正激式以及反激式等。其中全桥式和半桥式电路拓扑结构相对复杂，所需元器件较多，主要使用于大功率的开关电源，由于本电源模块输出功率为10W，所以全桥式、半桥式和推挽式电路不再本次电路设计方案考虑之中。单端反激式电路结构简单，变压器可作为输出电感，与单端正激式相比，可有效减小产品体积，提高DC/DC模块的功率密度。因此，根据产品的具体技术指标和外形尺寸综合考虑，在本电路设计中采用了单端反激式电路拓扑结构，图1是本电路设计所采用的原理图。
2.主要技术指标与变压器参数设计
2.1 主要技术指标如下：
输入电压：9V～36V
输出电压及电流：+5V/100mA，±12V/200mA
2.2 变压器参数设计
变压器选TDK公司的罐形变压器（直径Ф=9mm），磁芯有效截面积Ae=0.101cm2，
磁感应强度ΔB=1500GS，Dmax=0.5，开关频率f=200kHz.
2.2.1 计算原边绕组流过的峰值电流Ip
2.2.2 原边绕组的电感值
2.2.3 求Dmin
取14匝
3.DC/DC电源变换器结构设计
DC/DC电源变换器要求高度低（高度不超过8mm），多路输出（+5V，±12V），对器件的结构，元器件的装配、输出纹波、效率都有严格的要求，合理设计结构非常重要。
为解决较低的输出纹波及提高电源的功率密度，本产品采用单层PCB板设计，开关管选用PowerPAK SO-8封装形式，电阻、电容大部分选用0603封装的。
通过热设计，将发热元件尽可能的均匀分布整个组件中，并将其紧贴在金属壳体上，产品最终采用导热性能好的硅橡胶实体灌封，六面体金属封装，实现良好的散热，提高了产品的可靠性。
4.产品达到的性能指标
该型宽范输入范围、多路输出DC/DC变换器达到的技术指标如表1所示。
5.结论
开关电源的设计方案范文6
引言
TOPSwitch是美国功率集成公司（PI）于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，是三端离线PWM开关（Three?terminalofflinePWMSwitch）的缩写。它将开关电源中最重要的两个部分——PWM控制集成电路和功率开关管MOSFET集成在一块芯片上，构成PWM/MOSFET合二为一集成芯片，使外部电路简化，其工作频率高达100kHz，交流输入电压85～265V，AC/DC转换效率高达90％。对200W以下的开关电源，采用TOPSwitch作为主功率器件与其他电路相比，体积小、重量轻，自我保护功能齐全，从而降低了开关电源设计的复杂性，是一种简捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）设计方案。
TOPSwitch系列可在降压型，升压型，正激式和反激式等变换电路中使用。但是，在现有的参考文献以及PI公司提供的设计手册中，所介绍的都是用TOPSwitch制作单端反激式开关电源的设计方法。反激式变换器一般有两种工作方式：完全能量转换（电感电流不连续）和不完全能量转换（电感电流连续）。这两种工作方式的小信号传递函数是截然不同的，动态分析时要做不同的处理。实际上当变换器输入电压在一个较大范围发生变化，和（或者）负载电流在较大范围内变化时，必然跨越两种工作方式，因此，常要求反激式变换器在完全能量和不完全能量转换方式下都能稳定工作。但是，要求同一个电路能实现从一种工作方式转变为另一种工作方式，在设计上是较为困难的。而且，作为单片开关电源的核心部件高频变压器的设计，由于反激式变换器中的变压器兼有储能、限流、隔离的作用，在设计上要比正激式变换器中的高频变压器困难，对于初学者来说很难掌握。笔者采用TOP225Y设计了一种单端正激式开关电源电路，实验证明该电路是切实可行的。下面介绍其工作原理与设计方法，以供探讨。
1 TOPSwitch系列应用于单端正激变换器中存在的问题
TOPSwitch的交流输入电压范围为85～265V，最大电压应力≤700V，这个耐压值对于输入最大直流电压Vmax=265×1.4=371V是足够的,但应用在一般的单端正激变换器中却存在问题。
图1是典型的单端正激变换器电路，设计时通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激变换器工作过程,TOPSwitch关断期间，变压器初级的励磁能量通过NS，D1，E续流（泄放）。此时，TOPSwitch承受的最大电压为
VDSmax≥2E=2Vmax=742V （1）
大于TOPSwitch所能承受的最大电压应力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激变换器中使用。
2 TOPSwitch在单端正激变换器中的应用
由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型单端正激变换器中应用的关键问题，是其在关断期间所承受的电压应力超过了允许值，如果能降低关断期间的电压应力，使它小于700V，则TOPSwitch仍可在单端正激变换器中应用。
2.1 电路结构及工作原理
本文提出的TOPSwitch的单端正激变换器拓扑结构如图1所示。它与典型的单端正激变换器电路结构完全相同,只是变压器的去磁绕组的匝数为初级绕组匝数的2倍,即NS=2NP。
TOPSwitch关断时的等效电路如图2所示。
若NS与NP是紧耦合，则，即
VNP=1/2VNS=1/2E （2）
VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371
=556.5V<700V （3）
2.2最大工作占空比分析
按NP绕组每个开关周期正负V·s平衡原理，有
VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T] （4）
式中：VNPon为TOPSwitch开通时变压器初级电压，VNPon=E；
VNPoff为TOPSwitch关断时变压器初级电压，VNPoff=（1/2）E。
解式（4）得
Dmax=1/3 （5）
为保险，取Dmax≤30％
2.3去磁绕组电流分析
改变了去磁绕组与初级绕组的匝比后，变压器初级绕组仍应该满足A·s平衡，初级绕组最大励磁电流为
im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT （6）
式中：Lm为初级绕组励磁电感。
当im(t)=Ism时，B=Bmax，H=Hmax，则去磁电流最大值为
Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm (7)
式中：lc为磁路长度；
Ipm为初级电流的峰值。
根据图2（b）去磁电流的波形可以得到去磁电流的平均值和去磁电流的有效值Is分别为
下面讨论当NP=NS，Dmax=0.5与NP=NS，Dmax=0.3时的去磁电流的平均值和有效值。设上述两种情况下的Hmax或Bmax相等，即两种情况下励磁绕组的安匝数相等，则有
Im1NP1=Im2NP2 （10）
式中：NP1为Dmax=0.5时的励磁绕组匝数；
NP2为Dmax=0.3时的励磁绕组匝数；
设Lm1及Lm2分别为Dmax=0.5和Dmax=0.3时的初级绕组励磁电感，则有
Im1=E/Lm1×0.5T为Dmax=0.5时的初级励磁电流；
Im2=E/Lm2×0.3T为Dmax=0.3时的初级励磁电流。
由式（10）及Lm1，Lm2分别与NP12，NP22成正比，可得两种情况下的励磁绕组匝数之比为
(NP1)/(NP2)=0.5/0.3
及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5 (12)
当NS1=NP1时和NS2=2NP2时去磁电流最大值分别为
Ism1=Im1=Im （13）
Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im （14）
将式（10）～（14）有关参数代入式（8）～（9）可得到，当Dmax=0.5时和Dmax=0.3时的去磁电流平均值及与有效值Is1及Is2分别为
Is1=1/4Im ImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）
Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）
从计算结果可知，采用NS=2NP设计的去磁绕组的电流平均值或有效值要大于NS=NP设计的去磁绕组的电流值。因此，在选择去磁绕组的线径时要注意。
3 高频变压器设计
由于外围电路元件少,该电源设计的关键是高频变压器,下面给出其设计方法。
3.1 磁芯的选择
按照输出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高频变压器考虑6％的余量，则输出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根据输出功率选择磁芯，实际选取能输出25W功率的磁芯，根据有关设计手册选用EI25，查表可得该磁芯的有效截面积Ae=0.42cm2。
3.2 工作磁感应强度ΔB的选择
ΔB=0.5BS，BS为磁芯的饱和磁感应强度，由于铁氧体的BS为0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。
3.3 初级绕组匝数NP的选取
选开关频率f=100kHz（T=10μs），按交流输入电压为最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3计算则
取NP=53匝。
3.4 去磁绕组匝数NS的选取
取NS=2NP=106匝。
3.5 次级匝数NT的选取
输出电压要考虑整流二极管及绕组的压降，设输出电流为2A时的线路压降为7％，则空载输出电压VO0≈16V。
取NT=24匝。
3.6 偏置绕组匝数NB的选取
取偏置电压为9V，根据变压器次级伏匝数相等的原则，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。
3.7 TOPSwitch电流额定值ICN的选取
平均输入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax时的输入功率应为平均输入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，则IC=0.85A，为了可靠并考虑调整电感量时电流不可避免的失控，实际选择的TOPSwitch电流额定值至少是两倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我们选择ILIMIT=2A的TOP225Y。
4 实验指标及主要波形
输入AC220V，频率50Hz，输出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作频率100kHz，图3及图4是实验中的主要波形。
图3中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是输入直流电压E波形，由图可知VDS=1.5E；图4中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是去磁绕组电流is波形，实验结果与理论分析是完全吻合的。
