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电源电路的设计范文1
关键词：机内通话器（机通）；电源滤波；阻流圈；干扰
中图分类号：U652.7+4 文献标识码：A
1 概述
我国CA313直升机配置的机通，是在国外某型机通的基础上改进设计的，通过了适航要求的各项试验。民用航空设备的试验应力高于军用载机设备，在进行“音频传导敏感性-电源输入（闭路试验）”这项电磁兼容试验时，机通耳机中有较大的干扰噪声，通过理论分析改进了电源滤波电路设计，顺利通过了此项试验。
2 试验过程及电路分析
2.1 音频传导敏感性-电源输入试验的电路及要求
试验目的是考核装机设备能否耐受通常预期幅值的频率分量和在此环境应力下机通的工作状态（通话）是否正常。试验电路连接图见图1。
图1中V监视干扰信号的有效值幅值。图2是向机通的工作电源施加要求的频率和交流干扰电压信号的电路图，干扰信号频率范围是200Hz～15KHz，信号源扫描步进是30个频率点/10倍频。
2.2 试验要求
2.2.1 在干扰环境应力下，用耳机话筒组监听，应通话不中断、干扰声不能影响通话效果。
2.2.2 用电压表分别测试1、2号位耳机+ 、-输出端的干扰信号（有效幅值），应≤6.5mV。
注：人耳一般在耳机输出3mV以上即可感受到噪声，超过8mV为敏感噪声干扰。
2.3 试验情况和电路分析
在试验中，给机通加电用耳机话筒组在1、2号位监听，有较大的噪声。用电压表测试1、2号位的耳机+、-输出端的交流干扰信号均为23mV。
由于试验干扰应力是施加在机通的工作电源上，说明机通内部的电源滤波效果不理想，未能有效的滤除干扰杂波。机通电源滤波电路见图4：
机通接口有28V-1、28V-2两路电源，是外部供电系统提供的，通过机通内部的阻流圈及电容组成的滤波电路抑制低频干扰杂波。以400Hz交流干扰信号为例，进行试验、分析。
图4中L1、C1及L2、C2组成谐振回路，L3、C3及L4、C4组成滤波网络，其中C3=C4=400uF起主要的滤波作用，其容抗值为1Ω，实测A和B点的噪声幅值（有效值）均为50mV，所以i3=i4=50mA。L1、C1及L2、C2为对称电路设计，并且L1=L2=0.08H，C1=C2。L1、C1对交流噪声谐振时，i1=i2两谐振回路的直流电阻为0.1Ω。对于100mV的交流噪声，i1=i2= 0.1A。注入a点的电流为ia=i1=i2=i3=i4=0.4A。设c点与a点间地线阻抗为0.05Ω，ia使c点地电位比a点的电位高出20mV。此值与机壳地b点为参考点，在音频地c点测出的交流噪声幅值也是20mV。由于两个谐振回路的存在，使地线上交流噪声增大。
通过以上分析，两个谐振电路是造成电源滤波效果差的主要原因，将C1、C2电容对地断开，经测试音频地a与机壳地之间的交流噪声变为0.4mV，干扰幅值大大降低。
将设计电路改进后，重新进行“音频传导敏感性-电源输入”试验，从耳机中监听噪声不敏感，测试耳机输出端的噪声电压为4.1mV，顺利通过了试验。机通交付用户后装机试飞未反映噪声干扰问题。
3 电源滤波电路效果的鉴别方法
机通的工作电流一般小于1.5A，为弱电、低频工作设备，且接联设备多，在复杂的电磁兼容环境中易敏感、易扰，尤其是电源。将电源净化后再给机通的放大电路供电，是最有效、最直接的抑制干扰的方法。但是如何设计电源滤波电路，选择阻流圈，是滤波电路设计的关键问题，可通过以下试验确定电路设计是否合理，阻流圈是否有效。测试电路见图5。
图5中F、D端接信号发生器，输出交流干扰信号，有效值为1.5V、频率见表1，C是隔直电容；E、D端是给机通供电的直流电源，输出工作电流2A，L是保护电感，还起隔断交流信号的作用；L1是测试件与C1组成滤波电路，RP1是负载，调节阻抗使电路电流为2A，电压表监测通过滤波电路后负载两端的交流信号幅值（干扰信号）。不同型号的阻流圈测试记录见表1.
通过以上试验可有效选择滤波效果好的阻流圈器件，该器件是电源滤波电路的关键器件，选择好可缩短产品研制周期，降低试验费用，节省产品研制成本。
结语
通过改进电源滤波电路，产品完成了电磁兼容试验，装机后产品能适应复杂的电磁兼容环境，说明有效的电源滤波电路能提高机通自身的抗干扰能力。使用合理的电源滤波电路，选择滤波阻流圈是关键，这对提升产品的电磁兼容适应性很重要。
电源电路的设计范文2
引言
TOPSwitch是美国功率集成公司（PI）于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，是三端离线PWM开关（Three?terminalofflinePWMSwitch）的缩写。它将开关电源中最重要的两个部分——PWM控制集成电路和功率开关管MOSFET集成在一块芯片上，构成PWM/MOSFET合二为一集成芯片，使外部电路简化，其工作频率高达100kHz，交流输入电压85～265V，AC/DC转换效率高达90％。对200W以下的开关电源，采用TOPSwitch作为主功率器件与其他电路相比，体积小、重量轻，自我保护功能齐全，从而降低了开关电源设计的复杂性，是一种简捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）设计方案。
TOPSwitch系列可在降压型，升压型，正激式和反激式等变换电路中使用。但是，在现有的参考文献以及PI公司提供的设计手册中，所介绍的都是用TOPSwitch制作单端反激式开关电源的设计方法。反激式变换器一般有两种工作方式：完全能量转换（电感电流不连续）和不完全能量转换（电感电流连续）。这两种工作方式的小信号传递函数是截然不同的，动态分析时要做不同的处理。实际上当变换器输入电压在一个较大范围发生变化，和（或者）负载电流在较大范围内变化时，必然跨越两种工作方式，因此，常要求反激式变换器在完全能量和不完全能量转换方式下都能稳定工作。但是，要求同一个电路能实现从一种工作方式转变为另一种工作方式，在设计上是较为困难的。而且，作为单片开关电源的核心部件高频变压器的设计，由于反激式变换器中的变压器兼有储能、限流、隔离的作用，在设计上要比正激式变换器中的高频变压器困难，对于初学者来说很难掌握。笔者采用TOP225Y设计了一种单端正激式开关电源电路，实验证明该电路是切实可行的。下面介绍其工作原理与设计方法，以供探讨。
1 TOPSwitch系列应用于单端正激变换器中存在的问题
TOPSwitch的交流输入电压范围为85～265V，最大电压应力≤700V，这个耐压值对于输入最大直流电压Vmax=265×1.4=371V是足够的,但应用在一般的单端正激变换器中却存在问题。
图1是典型的单端正激变换器电路，设计时通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激变换器工作过程,TOPSwitch关断期间，变压器初级的励磁能量通过NS，D1，E续流（泄放）。此时，TOPSwitch承受的最大电压为
VDSmax≥2E=2Vmax=742V （1）
大于TOPSwitch所能承受的最大电压应力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激变换器中使用。
2 TOPSwitch在单端正激变换器中的应用
由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型单端正激变换器中应用的关键问题，是其在关断期间所承受的电压应力超过了允许值，如果能降低关断期间的电压应力，使它小于700V，则TOPSwitch仍可在单端正激变换器中应用。
2.1 电路结构及工作原理
本文提出的TOPSwitch的单端正激变换器拓扑结构如图1所示。它与典型的单端正激变换器电路结构完全相同,只是变压器的去磁绕组的匝数为初级绕组匝数的2倍,即NS=2NP。
TOPSwitch关断时的等效电路如图2所示。
若NS与NP是紧耦合，则，即
VNP=1/2VNS=1/2E （2）
VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371
=556.5V<700V （3）
2.2最大工作占空比分析
按NP绕组每个开关周期正负V·s平衡原理，有
VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T] （4）
式中：VNPon为TOPSwitch开通时变压器初级电压，VNPon=E；
VNPoff为TOPSwitch关断时变压器初级电压，VNPoff=（1/2）E。
解式（4）得
Dmax=1/3 （5）
为保险，取Dmax≤30％
2.3去磁绕组电流分析
改变了去磁绕组与初级绕组的匝比后，变压器初级绕组仍应该满足A·s平衡，初级绕组最大励磁电流为
im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT （6）
式中：Lm为初级绕组励磁电感。
当im(t)=Ism时，B=Bmax，H=Hmax，则去磁电流最大值为
Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm (7)
式中：lc为磁路长度；
Ipm为初级电流的峰值。
根据图2（b）去磁电流的波形可以得到去磁电流的平均值和去磁电流的有效值Is分别为
下面讨论当NP=NS，Dmax=0.5与NP=NS，Dmax=0.3时的去磁电流的平均值和有效值。设上述两种情况下的Hmax或Bmax相等，即两种情况下励磁绕组的安匝数相等，则有
Im1NP1=Im2NP2 （10）
式中：NP1为Dmax=0.5时的励磁绕组匝数；
NP2为Dmax=0.3时的励磁绕组匝数；
设Lm1及Lm2分别为Dmax=0.5和Dmax=0.3时的初级绕组励磁电感，则有
Im1=E/Lm1×0.5T为Dmax=0.5时的初级励磁电流；
Im2=E/Lm2×0.3T为Dmax=0.3时的初级励磁电流。
由式（10）及Lm1，Lm2分别与NP12，NP22成正比，可得两种情况下的励磁绕组匝数之比为
(NP1)/(NP2)=0.5/0.3
及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5 (12)
当NS1=NP1时和NS2=2NP2时去磁电流最大值分别为
Ism1=Im1=Im （13）
Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im （14）
将式（10）～（14）有关参数代入式（8）～（9）可得到，当Dmax=0.5时和Dmax=0.3时的去磁电流平均值及与有效值Is1及Is2分别为
Is1=1/4Im ImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）
Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）
从计算结果可知，采用NS=2NP设计的去磁绕组的电流平均值或有效值要大于NS=NP设计的去磁绕组的电流值。因此，在选择去磁绕组的线径时要注意。
3 高频变压器设计
由于外围电路元件少,该电源设计的关键是高频变压器,下面给出其设计方法。
3.1 磁芯的选择
按照输出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高频变压器考虑6％的余量，则输出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根据输出功率选择磁芯，实际选取能输出25W功率的磁芯，根据有关设计手册选用EI25，查表可得该磁芯的有效截面积Ae=0.42cm2。
3.2 工作磁感应强度ΔB的选择
ΔB=0.5BS，BS为磁芯的饱和磁感应强度，由于铁氧体的BS为0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。
3.3 初级绕组匝数NP的选取
选开关频率f=100kHz（T=10μs），按交流输入电压为最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3计算则
取NP=53匝。
3.4 去磁绕组匝数NS的选取
取NS=2NP=106匝。
3.5 次级匝数NT的选取
输出电压要考虑整流二极管及绕组的压降，设输出电流为2A时的线路压降为7％，则空载输出电压VO0≈16V。
取NT=24匝。
3.6 偏置绕组匝数NB的选取
取偏置电压为9V，根据变压器次级伏匝数相等的原则，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。
3.7 TOPSwitch电流额定值ICN的选取
平均输入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax时的输入功率应为平均输入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，则IC=0.85A，为了可靠并考虑调整电感量时电流不可避免的失控，实际选择的TOPSwitch电流额定值至少是两倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我们选择ILIMIT=2A的TOP225Y。
4 实验指标及主要波形
输入AC220V，频率50Hz，输出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作频率100kHz，图3及图4是实验中的主要波形。
图3中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是输入直流电压E波形，由图可知VDS=1.5E；图4中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是去磁绕组电流is波形，实验结果与理论分析是完全吻合的。
电源电路的设计范文3
关键词：智能；控制；电路；电压
1 智能垃圾桶硬件电路框架
智能垃圾桶硬件电路框架如图1所示，Zigbee无线接收控制命令，CC2530控制电机、吸尘器、垃圾桶开关盖。超声波传感器检测前方障碍物、下方悬崖，智能躲避，异味传感器检测垃圾桶内有害气体，如果有异味报警提醒。考虑到节约电能和传感器及电机等用电设备不一样，电源也分为LDO、开关电源两种，LDO电源负责传感器、报警提示供电，开关电源给MCU、电机等其他设备供电。
2 智能垃圾桶硬件电路的设计
2.1 CC2530最小系统及Zigbee无线通讯
CC2530集成了51单片机内核，网络节点最多可以连接255个，每个的通信距离在60-100米左右。Zigbee协调器通过USB接口连接电脑，电脑发送控制命令控制网络里的节点工作。CC2530既是单片机也是Zigbee无线通讯芯片。如图2 CC2530是有俩个晶振为它提供时钟信号，CC2530的系统时钟system clock可选择外部32MHz crystal oscillator，或者内部自带的16MHz RC oscillator，但是RF工作时必须选择32MHz crystal oscillator。如图3所示CC2530的复位只需把RESET接负极。
2.2 电源电路
智能垃圾桶用电情况如下：MCU功率：1W，俩台电机功率：12W，垃圾桶盖功率：2W，吸尘器功率：5W，异味传感器功率：1W，超声波传感器功率：1W，总功率：22W。
根据以上计算智能垃圾桶平台需要12V、5000mAh锂电池供电，为合理配置用电，电源分为LDO电源和开关电源两部分供电。LDO电源电路如图4所示，负责给报警提醒、异味传感器、超声波传感器供电。开关电源本文不作详细介绍，开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。
2.3 电机驱动电路
电机为可调速直流减速电机，电机驱动使用BTS7960B，BTS7960是NovalithIC家族三个独立的芯片的一部分：一是p型通道的高电位场效应晶体管，二是一个n型通道的低电位场效应晶体管，结合一个驱动晶片，形成一个完全整合的高电流半桥。如图5所示。
BTS7960B参数：输入电压：7.2V-20V，输出电流：0-68A。
2.4 垃圾桶盖开关驱动电路
电机为直流减速电机，电机驱动使用LM298，L298是SGS公司的产品，比较常见的是15脚Multiwatt封装的L298N，内部同样包含4通道逻辑驱动电路。可以方便的驱动两个直流电机，或一个两相步进电机。如图6所示。
LM298参数：输入电压：5V-35V，输出电流：2A（MAX单桥），最大功率：25W。
2.5 吸尘器开关驱动电路
吸尘器是高速旋转电动机，MCU控制达林顿驱动继电器，实现吸尘器电源的通断。如图7所示。
继电器参数：驱动电压：5V，导通电压：220V（交流）。
3 体感手势控制平台技术展望
体感手势控制智能应用平台是一开放性的巨大平台，上述开发的“智能垃圾桶”可通过人的手势姿态控制其作业，在清洁工作时给人愉悦的智能体验，此则改变人们对家居清洁的方式。
基于上述“体感手势控制智能移动平台”，将可以开发出更多的智能应用。例如：基于体感手势控制的智能医疗平台、基于体感手势控制的智能交通平台、基于体感手势控制的军事应用平台等。智能机器慢慢贴近人们的生活，改善和丰富人们的生活不再是遥不可及的海市蜃楼。未来，人们将用最自然的方式，自然的动作与机器对话。
参考文献
[1]陈一明，张云华.基于手势识别的机器人人机交互技术研究[J].机器人.2009.31（4）：341-356.
电源电路的设计范文4
开关电源在整个控制电源系统中属于一个控制核心，目前，其在生产生活中的应用已经越来越广泛，实现了普及。近年来，能源慢慢走向枯竭，大家开始提出绿色节能的理念，希望在该理念指导下进行能源利用，这也给电源行业带来了新的变革。
一、开关电源技术的高频化发展
20世纪70年代以后，系统电力电子理论开始确立，给开关电源技术发展打下了较好的理论基础。开关电源开始应用阶段，其开关频率相对较低，可靠性有待提高，且表现出功率密度低等不足。面对这种情况，开关稳压电源设计也不断进行改善，不断缩小其具体体积以及实际重量，尽可能地减少其功耗，促进其功率的大幅提高，获得更好的工作可靠性，为其实际使用以及维护提供了更大的集成化可能。现阶段，现代开关电源技术在发展上呈现出高频化趋势。
电子装置要想实现小型化发展，逐步走向轻量化道路，首先必须要实现电源小型化，因为电源在整个电子装置中占据着重要地位，开关电源要想实现小型化，第一步就是要促使开关电源走向高频化。开关电源只有不断提高其工作频率，才能够有效减少高频变压器实际体积，并且为滤波电容实际体积的缩小提供可能，尽可能增加其功率密度，保证其动态响应进一步优化。然而，高频化过程中也存在一些不可避免的问题，开关具体频率提升之后，其功率开关元件在实际损耗上会出现增加，无源元件也会出现更严重的损耗，导致高频电磁出现干扰现象。
二、开关电源技术的软开关技术
现代电力电子技术发展应用过程中，软开关变换器属于一大热点。因为传统开关电源选择的是硬开关技术，其在导通以及关断时会出现较明显的电压，引发较大幅度的电流变化，导致大量电磁干扰的出现，造成开关管寿命出现减小。开关损耗情况会因为工作频率的变化而发生变化，如果工作频率出现增加，其损耗也会随之变多，而开关电源内部的各种元件也会随之出现较严重的损耗。硬开关技术无法满足越来越高的开关技术发展需要，不利于促进开关电源的小型化发展，也不利于促使开关电源更好地实现高频化。因此，我们必须要不断完善频率调控策略，通过这种方式优化功率管实际开关条件，这就要求发展软开关技术。软开关技术的在开关通讯电源电路设计中的应用能够促进开关稳压电源整体性能的提升，提高其具体工作频率，加快其转换效率，从而更好地促进输出电流的增加，同时减少电磁干扰。
三、传统高频开关电源结构
传统高频开关电源在具体结构上如图1所示。根据图1我们可以知道，传统高频开关电源除了包括滤波整流电路、高频变换器以及输出整流滤波电路外，采样及控制电路、辅助电源电力以及硬件保护电路均属于其重要构成部分。现阶段，国外相当一部分大功率开关电源均选择源功率因数校正技术进行应用，针对开关电源进行输入处理的过程中专门设计相应的有功率因数校正电路板。针对生产生活中的电源产品，高频开关电源对附近设备会产生一定的电磁干扰。另外，为了促进功率因数的增加，尽量避免开关电源输入电流发生畸变，以免干扰电网运行，应在电网以及开关电源输入之间加用功率因数校正技术。功率因数校正电路的应用不但能够促进开关电源在输入功率因数方面得到提高，而且能够实现对本机干扰信号的有效阻止，以免其干扰整个电网运行。
四、数字开关通信电源电路及其实现
传统开关电源由于工作原理以及控制方式等方面存在缺陷，其功能相对比较单一，针对开关电源具体控制，选择模拟调节的方式来开展，这种做法会导致开关电源产品无法在新应用领域进一步推广。数字开关电源在应用过程经数字控制的方式来针对开关电源的输出调节功能进行控制，并且控制其软启动停止等操作。开关电源具体工作实际上就是功率器件针对控制脉冲进行调制的过程，在此过程中，功率管脉冲对于控制信号的调制属于重中之重。综合分析脉冲调制信号在实际产生方式上的差异，可以将数字开关电源具体实现方式划分为两种模式，第一种是直接控制模式，第二种是间接控制模式。直接控制模式主要是借助微处理器针对软件方式的驱动脉冲进行输出，而主控制其按照输出的AD采样值，借助相应的软件措施针对控制脉冲开展调制处理。另外主控制器必须要针对不同的检测电路进行实时观察，了解电源的具体工作状态，同时促进软件以及硬件的有效结合，实现对电路的有效保护。直接控制在具体实现方式上相对比较灵活，该模式能够在各种控制策略下进行应用，然而，直接控制模式仍存在一些缺陷和不足，表现在以下几个方面：
其一，直接控制对于主控芯片具备极高的性能要求，其脉宽调制波相对比较复杂，必须要通过高级定时器发挥相应功能，并通过各种复杂的中断程序来做支撑，才能够实现应用。
其二，其定时器中断相对较频繁，导致程序在具体执行效率上无法得到提高，造成系统可扩展性处于较低水平。
其三，微控制器针对电平进行输出的过程中无法实现对功率开关管的直接驱动，而必须要通过控制信号电平完成转换。
其四，硬件保护在具体实现上相对较复杂，不利于提高系统的运行可靠性。
与直接控制模式相对应的是间接控制模式，该模式针对反馈电路以及控制电路开展模拟电路设计，脉冲调制模块通过专用集成数字电源芯片开展相关调制工作。脉冲调制模块可以综合分析控制系统相关给定信号，研究具体的输出采样电路反馈信号，将两者进行有效比价，同时实现对控制脉冲的自动化调制，通过这种方式促进主电路的自动闭环运行。
近年来，开关电源芯片不断走向集成化发展道路，专用开关电源控制芯片一般具备软启动功能，电路保护功能以及故障检测功能，能够进一步提高系统可靠程度。此外，集成化能够为微处理器创造控制接口，有利于实现对开关电源的有效控制，进一步拓展其具体功能。在集成化模式下，控制电路通常需要针对数字进行给定，负责控制软启动停止，并且需要完成数据采集、数据显示以及开关电源通信等任务。采用间接控制模式时，其反馈回路的具体设计情况直接影响电源产品的实际功能以及整体性能状况。站在产品维护性视角上看，实际高频开关电源产品中大部分选择间接控制模式进行应用，而直接控制模式一般应用在对不同控制策略的探索以及研究过程中。
因为开关电源的高频率，其余开关电源的控制技术也慢慢走向数字化方向，数字式开关通信电源一般采用间接控制模式，其反馈回路的具体设计情况直接影响电源产品的实际功能以及整体性能状况。本次研究中采用的数字式开关通信电源在工作频率上为200kHz，交流输入电压为(AC220V、AC110V);直流输出电压(DC48V、DC24V、DC15V、DC12V、DC5V)。间接控制模式下的数字式智能型开关通信电源在具体结构上如图2所示。该结构中，硬件电路除了包括主功率板、控制板以及隔离驱动板之外，还包括反馈信号以及保护信号电路。因为市面上并不一定可以找到合适的大功率磁芯，该结构中主电路高频变压器选择4个小型高频变压器进行应用，通过原边串联副边并联的模式来满足大电流在输出方面的具体设计要求。该结构图中，TV代表着霍尔电压传感器，TA则代表着电流传感器，主要针对主电路输入电流、高频变压器副边整流电流以及总输出电压等开展检测工作，本电源选择PT100热敏电阻针对IGBT的具体温度进行检测。
该电源系统中，选择STM32F 103ZET6 芯片作为主控制其的芯片，借助多通道高速AD转换器实现对传感器输出信号的有效采样。采样结果能够发挥良好的电路保护作用。用户可以借助触摸以及计算机实现对输出的具体设定，针对输出反馈信号以及用户给定信号两者间开展对比，获取偏差信号，通过选择增量式数字PI调节器算法开展相关调节工作。针对控制量，经过STM32片的DAC将其输出到UCC3895的误差放大器同向输入端中。UCC3895专用电源芯片综合分析误差放大器实际输入信号，实现对脉冲宽度的自动化调整，通过这种方式针对输出电压电流进行自动化闭环调节处理。输出总电流检测信号连接UCC3895电流传感端CS，为电源主电路开关管提供良好的过流保护。如果发现紧急情况，电源主控制器可以针对UCC3895的SS/DISS管脚进行灵活控制，促使其实现软停止，从而为开关电源提供有效保护。
总而言之，传统开关电源在成本上相对较低，技术相对较成熟，开放周期相对较短，但是其在状态显示方面相对较弱，不具备通信功能或者通信功能较差，输出范围有待加大。本次研究中设计的数字式智能型高频开关通信电源能够克服传统的上述劣势，充分显示了软开关技术以及高频开关技术在开关发展过程中的积极作用，实践证明，该开关通信电路在可行性上相对较高，能够促进开关电源高效、安全地工作，值得推广应用。
电源电路的设计范文5
3.1 基本理论
常用的开关电压电源未补偿的开环传递函数Tu可分为单极点和双极点两种，对于单极点一般采用PI（比例积分）补偿，双极点一般采用PID（比例积分微分）补偿。也可以大致理解为电流型控制的采用PI补偿，电压型控制的采用PID补偿。
PI补偿可以用如下电路实现：
WL=1/(R2C2) Wp=1/(R2C1) Gc=R2/R1 (C2>>C1)
Gc是比例因子；零点WL引入积分，当频率小于WL，增益增加，直流增益提高，意味着稳压精度提高；极点Wp使高频的干扰信号迅速衰减。需要注意的是上面的等式是在C2>>C1的假设下得到的，实际选择反馈参数时要注意满足这个条件。
PID补偿可以采用如下方式：
若R1>>R3，C2>>C1，有：
为在fc点获得θ的超前补偿，有：
fL使低频增益加大，提高稳压精度；fz引入相位超前补偿，增加相位裕度；fp1、fp2使高频干扰衰减。注意满足：R1>>R3，C2>>C1。
3.2补偿网络设计实例
画出Tu的Bode图之后，就可以设计补偿网络了。下面对几个实际电路进行分析。
3.2.1 非隔离的电压型BUCK（TPS40007）
输入5.5V，输出3.3V/5A，开关频率fs=300kHz。按照TPS40007的内部结构，锯齿波的幅值是Vm=0.9V，所以控制电压Vc到占空比D的传递函数Gain=1/Vm。补偿网络的设计步骤如下：
/psimu/ZXTJ/TJ6700/small signal 3V
第一步：去掉补偿网络，对控制电压Vc（即补偿网络的输出）进行直流扫描，找到使Vo=3.3V时的Vc值，将Vc的直流分量设为次值，即设置了电路的静态工作点。
第二步：对Vc进行交流扫描，得到未补偿的Vc到Vo的传递函数Tu。Tu的直流增益为15.7dB，交越频率为10.5kHz。
第三步：设计补偿网络参数。由于是电压型控制，所以采用PID补偿。设补偿后的交越频率fc=20kHz，在fc处得到60°的相位补偿；而Tu在fc处的增益是dbGc=-12.38；设置极点fp2=180kHz以抑制高频干扰；R1=36K。按上述参数得到补偿网络的反馈参数：R2=40K（取39k）， C2=7.4nF（取4.7nF），C1=53pF（取47pF），R3=1k， C3=820pF（取1nF）。
仿真结果：fc=24.7kHz， 相位裕度φm=43°。下面是实测的环路BODE 图。
实测的交越频率及相位裕度都比仿真的大些，这是由于频率高了以后，电路的分布参数影响的结果。
3.2.2 隔离的电流型BUCK（TDA16888）
输入400Vdc，输出54V/5A，开关频率fs=100kHz。
/psimu/zx500W/main/small signal1
为便于补偿网络的设计，将光藕部分也归入未补偿的传递函数Tu，即：只将补偿网络分开。那么Tu是光藕的输入Vc（补偿网络运放的输出）到输出Vo的传递函数。
补偿斜率mva的计算：芯片15脚的外接电容100pF，通过内部的10K电阻充电，时间常数只有1us，电源的开关频率是100kHz，在电流信号与Vc比较的瞬间，外接电容已经基本充满了电，对斜率补偿没有多大影响，实际上此处电容的作用只是消除电流检测波形前端的尖峰。对环路特性有影响的斜率是指锯齿波与Vc比较时的斜率。TDA16888芯片内部是将电流检测信号放大了5倍，即加在电流锯齿波信号上的补偿斜率是电流信号本身斜率的4倍。根据实际电路结构，可以算出在变压器原边检流电阻上的电流信号（实际是电压信号）的斜率：
输入电压Vi=400V，变压器变比n=2.875，输出电感Lo=200uH，输出电压Vo=54V，输出电感电流的上升斜率mi=(Vi/n-Vo)/Lo=0.425A/us，折合到原边，电流上升斜率mip=mi/n=0.148A/us，在检流电阻上的电压上升率mv=mip*Rs(0.22)=0.0325V/us=32.5K V/s，也可以通过仿真直接得到电流斜率。由此得到补偿斜率mva=4*mv=130K V/s。
V9是芯片内部的压降。
第一步：先得到Vc到Vo的传递函数Tu。方法是对Vc进行DC扫描，得到使输出电压为Vo时的Vc值，从而确定了电路的工作点（Bias point）。设定Vc的直流分量为工作点的值，然后进行AC扫描，得到Tu：DC增益32.84dB、转折频率fo=23.6Hz。
第二步：确定补偿网络的形式。因为是电流型控制，可以采用PI补偿。补偿前Tu的直流增益dbTuo=32.84dB，Tu的转折频率fo=23.57Hz，Tu的交越频率fc’=1kHz。为提高系统的动态响应，将补偿后的fc提高到2kHz（由于光藕的带宽只有10kHz左右，所以在有光藕隔离的场合，很难将交越频率提得很高）；为提高稳压精度，加入零点fL=fc/10；为抑制高频干扰，加入极点fp=10*fc；在确定R1=33k后，可以算出反馈网络的参数：R2=64k C2=12nF C1=120pF
第三步：将补偿网络加入环路中，此时得到的电路就和实际的一样了。进行偏置点扫描（biaos point swip），得到电路各点的电压，与实际的测试结果比较，保证电路的参数设计合适，比如可以看看光藕的If是否合适。将环路中各器件设计到合适的工作点是保证电路在各种环境下稳定工作及长的工作寿命的前提。注意：补偿网络的参数不会影响电路的静态工作点。确定环路的静态工作点后，加入Lf、Cf及Vsti进行AC扫描，得到整个系统补偿后的开环传递函数T。
在上述仿真电路中，电感Lf很大，对直流信号相当于短路，所以不会影响整个环路的静态工作点，Lf对交流信号来说相当于开路，所以仿真出的T是开环传递函数；Cf也很大，对激励源Vsti来说相当于短路，从而引入激励信号，Cf对直流信号相当于开路，Vsti的任何直流分量不会影响环路的静态工作点。
从仿真结果可以看出，交越频率fc处的相位裕度φm=66°，且频率低于fc的最低相位裕度也有36°，所以系统是稳定的。下面是实测的开环Bode图。
3.2.3 带前馈的电压型隔离BUCK（LM5025）
输入48V，输出3.3V/40A，LM5025控制器，开关频率fs=280kHz，下图是实际电路参数，可以看出测试结果与仿真结果很相似，表示所建的仿真模型准确度是可以信赖的！
LM5025-2
下面对此电路按上面的方法重新设计补偿网络。
首先，将补偿网络移出，画出从光藕输入到Vo的未补偿传递函数Tu。C8、C9、C6、R12不要，R6及Vr1是芯片内部参数，需保留。
从仿真结果可以看出，Tu的直流增益很小，只有-0.44dB。原因是光藕的电阻R5接到了输出Vo，从而降低了Vo对Vc的增益。若将R5接到一个固定电平VCC上，则整个增益增加了，Tu的直流增益增加到25.6dB！以此为基础进行补偿网络设计。由于是电压型控制，所以采用PID补偿。由于本电源的开关频率很高，达fs=280kHz，若没有光藕隔离限制，补偿后的交越频率可取fc=0.2*fs=56kHz，但由于光藕的带宽只有10kHz左右，且光藕引入的相位滞后在5kHz 以后急剧增加，所以为了得到尽可能大的带宽，首先应对光藕进行适当补偿以拓展其带宽。此处在光藕的输出加入RC零点。设补偿后的交越频率为fc=20kHz，Tu在fc处的增益dbGc=-8.67dB，希望在fc处得到60°的相位补偿，设置极点fp2=180kHz以抑制高频干扰，R1=100k//56k=35.9k，计算得到补偿网络如下：
补偿后带宽20kHz，相位裕度30°。仿真得到的相位裕度往往小于预期的值，这是由于补偿网络的运放及未完全补偿的光藕造成的。
3.2.4 准谐振Flyback（UCC28600）
220Vac输入、28V/2.3A输出，光藕+TL431反馈。
UCC28600
先把补偿网络去掉，计算未补偿的Vc到Vo的传递函数Tu，由于光藕直接接到输出，所以Tu的直流增益很低。
下面是实测的环路BODE图，可见仿真结果与实测符合得很好。
电源电路的设计范文6
【关键词】LED驱动电源；功率因数校正；半桥LLC谐振变换器；PLC810PG
Design of A High Power Factor and High-Power
Power Supply to Drive LED Lights
SHI Hong-wei Zhu Zheng-yu Shejie
（Jiangyin Polytechnic College，Jiangyin 214433，Jiangsu，China）
Abstract：With the development status of LED power supply，this article introduces a programme in the case of high power for LED lights.The article introduces a design of half-bridge LLC resonant based on PLC810PG for LED lights switching power supply.This design realizes factor correction and improved work efficiency by soft switching.In the article，the main circuit and control circuit are designed in theory and the related circuit parameters are estimated.Finally experimental studies show that the system design is feasible and the basic performance to meet design requirements.
Key words：LED power supply；power factor correction；half-bridge LLC resonant circuits；PLC810PG
引言
LED（light emitting diode）具有发光效率高、功耗小、寿命长、光污染小、光线质量高等优点，已在各个领域得到广泛应用。近些年随着大功率的LED发光技术的升级，大功率的白光LED越来越多的被应用于通用照明领域。可以说，作为新一代光源，LED的应用已经成为照明的发展方向。目前LED应用的热点之一是LED的道路照明。
LED路灯的电源控制和驱动系统是保证其功能和高效的重要基础。文章结合大功率LED驱动电源的发展现状，提出了一款基于PLC810PG的半桥LLC谐振式的LED路灯开关电源的设计方案，把输入分压与半桥两个开关各自形成一路Boost电路，实现了功率因数校正作用，后级采用LLC谐振负载网络，实现了软开关，提高了工作效率。
1.系统结构
由于LED路灯功率较高，LED路灯电源不宜再沿用单开关反激式电路，而必须采用支持相应功率的电路拓扑，例如半桥LLC谐振拓扑结构。如图1所示，Q1和Q2是半桥开关管（MOSFET），半桥谐振网络中选用的是LLC结构，Cr、Lr和变压器T1初级绕组线圈Lm组成LLC谐振网络。Lb1、Q1、Dds2、Cb组成一路boost电路，Lb2、Q2、Dds1、Cb组成另一路boost电路，两个boost电路工作在断续模式下，作为天然的功率因数校正器。其中Lr为变压器的漏感，Lm为变压器的励磁电感。
2.输入EMI滤波电路和桥式整流电路
从频率的角度看，EMI滤波器属于低通滤波器。它能毫无衰减地把直流电和工频交流电传输到开关电源，不但可以大大地衰减从电网引入的外部电磁干扰，还可以避免开关电源设备本身向外部发出噪声干扰，以免影响其他电子设备的正常工作。本设计中采用的EMI滤波器基本结构如图2所示。
市电交流220V输入后，经由电容C1、C2、C3、C4、C5、C6和共模电感器L1、L2组成的输入EMI滤波器滤波，R1～R3在交流电源切断时为电容放电提供通路。热敏电阻RT1用来在电源系统启动时限制浪涌电流。当电路正常工作后，继电器RL1将RT1旁路，RT1中几乎无电流流过，不再有功率损耗，从而使电源效率提高1%～1.5%。BR1为桥式整流器，C7是滤波电容。
3.半桥LLC谐振电路
半桥双电感加单电容（LLC）谐振转换器能提供较大的输出功率，保证半桥MOSFET的零电压开关（ZVS），具有较高的效率，基本结构如图1所示。在图1中，Q1和Q2是半桥开关（MOSFET），Cr、Lr和变压器T1初级绕组线圈LM组成LLC谐振变换器。
本文设计的LED路灯照明用驱动电源（图3）中，Q1，Q2为半桥功率开关管（MOSFET）。C39为谐振电容，变压器T1的初级绕组与其构成LLC谐振回路（通常将图1中的Lr结合进变压器初级之中，对于图3所示的电路拓扑，仍称作LLC谐振结构，而不称其为LC谐振拓扑）。T1的次级输出经全波整流二极管、C37、C38整流滤波后产生52V直流电压输出，作为LED路灯模块的电源驱动。
3.1 电路主要元器件参数设计
系统的额定输出功率100W，输出电压为52V，两个boost电感的值可由表达式（1）计算得到：
由于输出功率P0=ηPin，效率值为90%，一般母线电压为1.2倍峰值输入，由此可求出系统的两个boost电感值。我们在当系统工作在fr的频率下来进行分析，此时LLC电路的电压增益为1，即可求出变压器的匝比为
图（3）中C39不仅起电容隔直的作用，也为负半周的谐振提供能量。且C39两端最大电压满足
其中fmax表示最大的开关频率，由表达式（3）可求出C39的值。由于系统工作频率，我们将fr取100kHz，则可求出系统中的Lr的值。
而由表达式（4）也可求出系统的励磁电感取值。
最终取值为：
Lb1=Lb2=400μH，Lr=112μH，Lm=600μH，C39=22nF，
T1匝比为n=4。
3.2 LLC的变压器T1的设计
变压器T1使用ETD39磁心和18引脚骨架。先绕次级绕组，次级绕组使用175股40AWG（Φ为0.08mm）李兹线（即绞合线），从引脚10到引脚12，再从引脚11到引脚13各绕9匝，并覆盖2层聚酯膜。初级绕组使用75股40AWG（Φ为0.08mm）绞合线，从7引脚开始到9引脚结束，绕36匝，再绕2层聚酯膜。其电感量是820μH（±10%），漏感是100μH(±10%)。将分成两部分的磁心插入骨架中对接在一起，在磁心外面用10mm宽的铜皮绕一层，用焊锡将接缝焊牢，再在铜皮与引脚2之间焊接一段Φ为0.5mm的铜线。在铜皮外部用聚酯膜覆盖起来。
3.3 基于PLC810PG的LLC控制电路
PLC810PG的CCM PFC控制器只有4个引脚（除接地端外），是目前引脚最少的CCM PFC控制器。这种PFC控制器主要是由运算跨导放大器（OTA）、分立电压可编程放大器（DVGA）和低通滤波器（LPF）、PWM电路、PFC MOSFET驱动器（在引脚GATEP上输出）及保护电路组成的。PFC控制器有两个输入引脚，即引脚ISP（3）和FBP（23）。FBP引脚是PFC升压变换器输出DC升压电压的反馈端，连接OTA的同相输入端。OTA输出可视为是PFC控制器等效乘法器的一个输入。OTA在引脚VCOMP（1）上的输出，连接频率补偿元件。反馈环路的作用是执行PFC输出DC电压调节和过电压及电压过低保护。IC引脚FBP的内部参考电压VFBPREF=2.2V。如果引脚FBP上的电压VFBP＞VOVN=1.05×2.2V=2.31V，IC则提供过电压（OV）保护，在引脚GATEP上的输出阻断。如果电压不足使VFBP＜VIN(L)=0.23×2.2V=0.506V，PFC电路则被禁止。如果VFBP＜VSD(L)=0.64×2.2V=1.408V，LLC级将关闭。PLC810PG的ISP引脚是PFC电流传感输入，用作PFC算法控制并提供过电流（OC）保护。PFC在ISP引脚上的过电流保护（OCP）解扣电平是-480mV。
设计的电路中52V的输出由R67、R66采样，经稳压器U3，光电耦合器U2及R54、D16、R53等反馈到U1的FBL引脚，来执行输出电压调节和过电压保护。流入引脚FBL的电流越大，LLC级开关频率也就越高。最高开关频率由U1引脚FMAX与VREF之间的电阻R52设定。R49、R51、R53设置下限频率。C27是LLC级软启动电容，软启动时间由C27和R49，R51共同设定。
R59是T1初级电流感测电阻。R59上的电流感测信号经R47、C35滤波输入到U1的ISL引脚，以提供过电流保护。
偏置电压VCC经R37、R38分别加至U1的VCC和VCCL引脚，将U1模拟电源和数字电源分开。R55和铁氧体磁珠L7，在PFC与LLC地之间提供隔离。U1内半桥高端驱动器由自举二极管D8、电容C23和电阻R42供电。Q10和Q11散热器经C78连接到初级地（B-）。
4.PFC功率因数校正电路
L4、PFC开关（MOSFET）Q3、升压二极管D2和输出电容C9等组成PFC升压变换器主电路。在140～265VAC输入电压范围内，输出电压稳定在385VDC（B+与B-之间），并在BR1输入端产生正弦AC电流，使系统呈现纯电阻性负载，线路功率因数（PF）几乎等于1。晶体管Q4、Q5等组成Q3的缓冲级。R6和R8是PFC级电流传感电阻，二极管D3、D4在浪涌期间箝位R6和R8上的电压（即两个二极管上的正向压降）。
4.1 PFC升压电感器的设计
PFC升压电感器L4使用PQ32/20磁心和12引脚骨架，L4主绕组使用#20AWG（美国线规，约＜0.8mm）绝缘磁导线，从引脚1开始到引脚6终止，绕35匝，电感量是580μH(±10%)。在主绕组外面绕一层作绝缘用的聚酯膜。偏置绕组使用#28AWG(＜0.3mm)绝缘导线从引脚8开始绕2匝，到引脚7结束。在该绕组线圈外面绕3层聚酯膜。在磁心上包裹一层铜箔，并用＜0.5mm铜线将铜箔与9引脚焊接起来，作为屏蔽层。在铜箔外面再绕3层聚酯膜。
4.2 基于PLC810PG的PFC控制电路的设计
U1引脚GATEP上的PWM信号驱动PFC开关Q3。R6和R8上的电流传感信号经R45，C73滤波输入到U1引脚ISP，来执行PFC算法控制，并提供过电流保护。PFC输出电压VB+经R39～41、R43、R46和R50取样，并经C25滤除噪声，输入到U1引脚FBP，来执行PFC输出电压调节和过电压以及电压过低保护。U1引脚VCOMP外部R48，C26，C28为频率补偿元件。当引脚VCOMP上的信号较大时，Q20导通，将C26旁路，可使PFC控制环路能够快速响应。
5.实验研究
在本文以上分析设计的基础上，试制了一台100W/100kHz（2A/52V）大功率LED驱动电源的样机。实验电路参数如下：单相输入电压Uin=220V（50Hz），输出功率Po=100W，工作频率fr=100kHz，负载为欧司朗公司1W高亮LED，共分4路，每路25只LED。
图4所示为中点电压Vds2与副边二极管Dr2的电流波形，由图可知如图4（a），很明显在二极管关断前其电流已经到零，则二极管工作在ZCS状态，此时工作频率为90kHz；图4（b）为在二极管关断时，二极管电流恰好为零，此时系统工作在fr的工作频率上，fr为100kHz；图4（c）为在二极管关断前，二极管电流并不为零，此时副边的二极管失去了其ZCS特性，系统工作频率为125kHz。
图5所示为半桥开关管Q1的电压、电流波形，由图可知开关管工作在ZVS状态。
图6为100W样机测试波形，当其由45%～100%负载变化时，其PF大于0.96；THD在10%以内，满足IEEE519以及IEC61000－3－2标准；效率在87.2%～91.1%间变化，当系统满载时，其效率高达91.1%，母线电压由490V变为375V，满载时，母线电压为375V，纹波电压为5V，纹波频率为100Hz，由于输入为交流220V，则其交流输入电压峰值为311V，母线电压只略高于输入，不会达到二倍峰值输入，系统输出电压为52V，满载时纹波为1V。
结束语
本文结合当前大功率LED驱动电源的发展现状，提出一种适用于LED路灯的驱动电源。由于LLC的应用使系统能够工作在软开关状态下，提高了系统的工作效率。经测试，系统在满载时功率因数达0.992，THD为6.5%，效率高达91.1%。最后试制了样机，验证了设计方案的可行性和正确性。
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