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buck电路范文1
关键词：光伏阵列模拟器；数字信号处理器（DSP）；buck电路；电流差值控制；IV特性；模拟
中图分类号：TM615 文献标识码：A
光伏阵列模拟器可以代替实际光伏阵列装置用于实验室研究光伏系统负载能力与性能，因此，光伏模拟器的研究已成为近十年国内外的研究热点[1-3].
光伏阵列模拟器的研究内容主要集中在3个方面：1）研究模拟算法，主要算法包括弦截法、数值迭代法和逐点逼近法等[4-5].其中，弦截法需要求解复杂的超越方程，运算量大.数值迭代法与逐点逼近法的性能与逼近步长的大小密切相关，大步长的算法收敛速度快，但精度差、超调大；小步长的算法稳定性较好，但动态响应速度慢.2）研究模拟器的实现技术，大多用DSP和FPGA 等数字控制器作为模拟器的控制器，采用现代电力电子电路作为模拟器的主电路[6-8].3）建立光伏阵列的仿真模型，通过仿真验证模拟器的效能[8].
本文采用TMS320F2812 DSP作为控制器，使用IGBT作为BUCK电路的主开关，研究与设计了一台能实现最大短路电流5 A，最大开路电压50 V，最大光伏输出功率150 W的光伏阵列模拟器样机，并提出了一种新的模拟算法.该模拟算法实时采集模拟器负载电流和电压，将负载电压值代入光伏特性工程数学模型，根据选定的光伏环境条件计算参考电流，用负载电流与参考电流的差值产生控制电压，生成BUCK开关占空比d，调节模拟器输出电压，使模拟器工作点逐点逼近光伏阵列IV特性的参考工作点，实现对光伏阵列输出特性的模拟.MATLAB仿真和实验结果表明，模拟器能准确跟踪参考工作点，并且超调小于4%，稳态误差小于1%，逼近过程的振荡小，能实现光伏阵列在多条件下完整的IV特性曲线模拟.
1光伏阵列的特性与工程数学模型
光伏阵列的特性与工程数学模型是研究与设计光伏模拟器的理论基础.模拟器的基本工作原理就是通过控制BUCK电路主开关的占空比，调节其输出电压与电流尽可能接近于光伏阵列输出IV特性曲线上对应点的电压与电流，从而实现对不同光照量S和环境温度T条件下的不同光伏阵列输出IV特性曲线的模拟.
3.2仿真与模拟实验结果
条件①的仿真和模拟实验波形分别如图7和图8所示，负载由20 Ω突变为40 Ω.
条件②的仿真和模拟实验波形分别如图9和图10所示，负载由25 Ω突变为12 Ω.
由图7～图10可知，模拟器实际运行特性与仿真结果非常吻合，模拟器算法能够快速、精确地模拟各种不同条件的光伏阵列输出IV特性，能够在不到80 ms的时间内实现跟踪，且系统稳定性好.
3.3算法对比实验结果
为了验证本文算法的有效性，在模拟器样机上进行了传统逐点逼近法与本文算法的对比实验.对比实验的条件为：S=800 W/m2 ，T=32 ℃，电阻从11 Ω突变到22 Ω.
实验波形如图11所示.从图11（a）可以看出，模拟跟踪的过渡过程时间为300 ms，在达到稳态时还出现了小幅振荡.图11（b）模拟跟踪的过渡过程时间约为80 ms，约为传统逐点逼近法的25%，且逼近过程振荡很小，超调小于4%，稳态误差小于1%.
4 结论
本文提出的模拟算法实时采集模拟器负载电流和电压，依据负载电压值计算光伏阵列特性对应的电流，与实际负载电流比较，差值电流生成控制模拟器BUCK开关的控制信号，使模拟器输出工作点逼近光伏阵列特性的对应工作点，实现光伏阵列输出特性的模拟.采用TMS320F2812 DSP和IGBT BUCK研究与设计了一套光伏模拟器样机，并给出了模拟算法流程图.Simulink仿真和实验结果验证了模拟器能够实现不同光照和环境温度下的光伏特性曲线完整模拟，具有动态响应速度块、模拟精度高和工作点振荡小的特点，可以在光伏发电系统研究中代替实际的光伏阵列装置.
参考文献
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[6]杜柯.基于DSP的光伏电池数字模拟系统研究[D].武汉：华中科技大学电气与电子工程学院，2006.
buck电路范文2
关键词：BDC；非隔离型双向Buck-Boost变换器
引言
DC/DC变换器是一种转变输入电压后有效输出固定电压的电压转换器。DC/DC功率变换器的种类很多。它的输入电路和输出电路有两种隔离方式为非隔离型和隔离型。非隔离型双向DC/DC变换器电路主要有Buck/Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic/Zeta这四种结构；隔离型双向DC/DC变换器有单端正激式、单端反激式、双端半桥、双端全桥等四种形式。从基本的Buck-Boost型变换器电路拓扑可以演化、派生出一系列用于不同电能变换的电路结构和拓扑，对于电力电子拓扑的研究具有参考价值。
1非隔离型双向Buck-Boost变换器的主电路分析
1.1 主电路的拓扑结构
非隔离型双向Buck-Boost变换器由Buck变换器衍化而来的一种拓扑结构，双向DC/DC变换器拓扑电路即在晶体管Q上反并联二极管D，在二极管D上反并联晶体管Q。两个开关管处于互补互通的状态，当能量从V1流向V2，Q1工作，Q2不工作，V1为电源端，则该变换器为Buck变换器；当能量从V2流向V1，Q2工作，Q1不工作，V2为电源端，则该变换器为Boost变换器。若为第三种情况，即两侧都有电源时，此时能量流动方式的判断方式是比较两电源电压大小以及占空比大小。为了避免两个开关管同时导通，应准确计算电感L的大小，由此得出相应的死区时间，实现开关管的零电压开通，并避免了二极管的反向恢复问题。非隔离型双向Buck-Boost变换器模型如图1所示。
图1 非隔离型双向Buck-Boost主电路拓扑模型
1.2 主电路开关管的选择及其参数设计
功率开关管在控制信号处于高电平时，开关管导通，同时流过大电流并具有很小的压降；当控制信号处于低电平时，开关管截止关断，同时承受大电压，而且几乎不通过电流。
功率晶体管分为两大类：双极型功率晶体管（电流控制型）和场控晶体管（电压控制型），场控器件分为：MOS场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅晶体管（IGBT）和MOS控制晶闸管（MCT）。
本文采用 MOSFET 作为开关管，MOSFET是一种单极型晶体管，利用电场效应来控制漏极电流的大小的半导体器件。当栅源极之间的电压VGS小于开启电压VTN时，不论电压极性如何，两个PN结中始终有一个是反向偏置的，漏极电流几乎为零，此时MOSFET 不导通；当栅源极之间的电压VGS大于开启电压VTN时，漏源极之间形成沟道，由于沟道的电阻小，故在漏源正电压VGS作用下，半导体表明产生电场，电子从源极流向漏极，即为MOSFET的正向导电特性。
1.3 双向Buck-Boost变换器的电压纹波计算处理
在对双向Buck-Boost进行实验时，其输出纹波远远大于理论计算值。由于开关器件导通瞬间受寄生参数影响产生的电压振荡、输出滤波电容等效串联电阻产生的差模干扰导致了电压纹波过大，因此必须对双向Buck-Boost变换器的纹波处理来抑制。
对于电压振荡可采取并联电压缓冲电路、串联电流缓_电路等抑制措施。
1）并联电压缓冲电路
电压振荡发生的主要原因是线路及器件的寄生电感产生的尖峰，一般采用并联RC吸收电路来有效抑制电压振荡现象，吸收寄生电感产生的电压尖峰。对于并联RC吸收电路参数选取应考虑吸收电容C每个周期存储的能量在R上消耗，电容C的取值要适中，过大增加了电路损耗，过小会影响到吸收效果；在R的选取上，为确保C上电荷在Q1断开时间Toff内基本完成放电，应保证，此外R依据阻尼振荡的原理选择在 LC
附近，以此达到最好的效果。
2） 串联电流缓冲电路
二极管的反向电流是电压振荡的另一个原因，抑制二极管的反向电流可利用串联饱和电感，如图2所示。
抑制电路运行在Buck方式下，电路原理图串联的饱和电感LS即为抑制串联饱和电流的。当Q1断开时，电感LS流过电流Ioff而处于饱和状态，不起作用。Q1导通瞬间，D2突然加上一个反向电压，A2B2支路正向电流急剧下降，并有产生瞬间反向电流的趋势，电感LS此时退饱和转而呈现大感性，由于大电感可有抑制电流突变，因此二极管反向恢复电流得到抑制。本文实验中选用的饱和电感为铁氧体磁芯。
2 结束语
DC/DC变换器的发展正趋于高频率、高功率密度、小尺寸、反应迅速、高可靠性以及多元化的方向发展，已经广泛应用于远程及数据通讯、办公自动化设备、计算机、军事、航天、工业仪器仪表等领域，涉及国民经济的各行各业。
因此本文选择了DC/DC功率变换器中的非隔离型双向Buck-Boost变换器进行重点研究，系统总体原理的可行性，具有很好的线性调整能力和负载调整能力，具有较高的系统转换效率。
参考文献：
[1] 胡黎强. 开关电源变换器的研究及其DC/DC变换芯片的实现[D]. 上海： 上海交通大学， 2003.
buck电路范文3
教学过程中可以首先明确Buck、Boost和Buck-Boost变换器是三种最基本的DC/DC变换器，是其它变换器的原始结构.一般情况下，多数教材首先安排了非隔离型Buck-Boost变换器的教学内容，由于常规Buck-Boost变换器仅仅通过电感向输出端传送能量，与基本Buck或Boost变换器的工作原理非常相似，其工作模式（CCM或DCM）的判断和理解都比较容易.所以本节讲解时可以首先给出非隔离型Buck-Boost变换器向隔离型Buck-Boost变换器演变的过程，同时讲解为什么能够这样演变，演变后的电路结构具有哪些新的特点？然后再进行原理分析，就显得更为顺畅，理解的跨度相对较小，对刚接触功率变换器的学生来讲更容易接受.
1隔离型Buck-Boost变换器的由来
常规的非隔离型Buck-Boost变换器的拓扑结构通过开关的开通和关断在电感的两端产生脉冲电压，这个脉冲电压在不同的时间间隔，担负着不同的功能.当开关管开通时电感储能，输出电容向负载提供能量；当开关关断时，电感向负载端释放能量，为电感磁复位，如果将该电感分解为同一磁芯的耦合电感，即可用变压器器件代替该独立电感.接着引出如何能够实现与电感一样的流通路径和效果？如果在变压器同一时刻传输能量，则可称为Forward变换器,该变压器就是通常意义上只有传输功能的两端口器件；如果在不同时刻传输能量，则可构造出隔离型Buck-Boost变换器，也称为Flyback变换器，此时的变压器应具有储存能量的作用。
2具有储能作用的变压器模型分析
如果不考虑漏磁通,普通变压器的原理结构图和磁路模型,原副边绕组产生的磁动势。
二CCM模式下变换器的工作原理分析以
（a）所示的反激变压器等效电路对（d）所示隔离型Buck-Boost变换器进行讲解.当主开关管导通时，能量会储存在磁芯中；当其变为关断状态时，能量会转移到输出端，若能量没有完全转移，即在开关管再次导通时还有能量储存在变压器中（表现为磁通不为零），就称变换器工作在连续模式（CCM）或不完全能量转移模式.反之，如果在变压器的原理结构图和磁路模型开关管再次导通时已经没有能量储存在变压器中（表现为磁通为零），就称变换器工作在断续模式（DCM）或完全能量转移模式.是变换器工作在CCM模式下的等效电路.
三互动环节设计
为了发挥学生的主体作用，关于变换器的完全能量转移模式，留给同学们独立分析.以5至6位同学为一组将班级分成若干组别，要求每一组结合仿真软件进行参数设计和仿真实验，然后在教师的引导下进行讨论，对比非隔离型变换器的工作模式，比较它们的异同点，再利用电力电子教材中常用的伏秒平衡原理推导输入与输出电压之间的关系，以增强学生在课堂中的参与程度，调动其积极性.
四结论
buck电路范文4
关键词： 模糊PID控制； 双闭环； DC/DC变换器； 电压调节模块
中图分类号： TN919?34； TM46 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）06?0143?04
0 引 言
电压调节模块（Voltage Regulator Module，VRM）具有低压大电流输出、快速负载变化响应、高输出稳定度等特点，主要应用于CPU等对供电电源有特殊要求的集成电路芯片的供电。然而随着集成电路技术的迅速发展，晶体管体积迅速减小、单芯片晶体管数迅速增加。这样的半导体制造技术发展趋势已经使得集成电路芯片的供电电压越来越低，负载电流越来越大，负载变化速度越来越快、幅度越来越大。集成电路芯片这样的越来越严酷的供电要求需要VRM的性能有新的提升。同时性能的提升需要传统控制方法有新的发展和变化。文献[1]介绍了许多已有的优秀控制方法。
传统的模拟控制器自Unitrode公司推出UC1842系列以来便通常采用双闭环控制方法。在这种控制器中需要一定的三角波信号作为峰值电流控制模式，或V2控制模式的控制内环输入信号。故在这样的控制律下一般采用输出滤波电感的电流纹波或输出滤波电容的电压纹波作为控制器内环反馈信号。但采用输出滤波电感的电流纹波信号作为控制器输入使控制器无法直接获得负载电流信号。所以该方法在采样环节存在固有的响应延迟问题。而采用输出滤波电容的电压纹波信号作为控制器反馈输入信号虽然可加快负载变化的反馈速度。但随着集成电路供电电压的不断降低，其对电源输出电压的纹波要求不断提高，输出电压纹波必须越来越小。从而输出滤波电容的电压纹波作为控制器的反馈信号必然越来越微弱，信噪比越来越低，越来越容易受到外部干扰。所以传统的双闭环控制律存在一定的缺陷，同时这一缺陷已经越来越无法适应集成电路工业对供电需求的发展。开关电源是一种非常典型的非线性系统，无法建立精确的模型。于此同时模糊PID双闭环控制器，图1作为一种优秀的线性与非线性控制相结合的控制方法具有鲁棒性强，不需要对控制对象准确建模等优点得到了广泛的应用[2～5]。
本文基于Buck变换器提出了一种采用输出电压、输出电流进行双闭环控制的模糊PID（F?PID）控制方法。并通过Matlab/Simulink和Cadence PSpice联合仿真验证了该新型控制方法具有很好的稳定和瞬态响应性能。
1 双闭环F?PID控制器的设计与实现
本文提出的控制方法直接以负载电流作为反馈量直接控制控制器的占空比输出值，从而避免了传统控制器由于电流采样点位置而造成的问题。
Matlab作为领先的控制算法设计仿真工具，特别是其中包含有模糊控制工具箱（Fuzzy Logic Toolbox）和Simulink设计仿真工具。所以本文中采用Matlab作为控制系统的控制器部分的设计仿真工具。
本控制器的SimuLink框图如图2。其中输出电压标定后作为外环的反馈量以稳定输出电压，输出电流标定后作为内环的反馈量以加快负载变化响应。外环电压控制器即AVR采用F?PID控制器而内环电流控制器ACR采用传统的PID控制器以达到控制器复杂度和性能的折中。ACR的输出经过PWM调制后作为Buck变换器MOSFET的驱动信号。
本控制器为了满足VRM对于输出电压精确度的高要求，遂让F?PID控制器工作电压区间较小以提高输出电压精确度。AVR采用F?PID和传统PID的双控制器相互切换的结构，如图3所示。其中传统PID控制器在输出电压误差非常大时进行控制，F?PID控制器在输出电压误差在一定限度内时进行控制。F?PID控制器中的模糊控制器采用典型的两输入三输出设计，如图4所示。输入量分别为电压误差E和电压误差变化率EC。输出量分别为传统PID控制器的KP，KI，KD的调整系数KKP，KKI，KKD。这样可以使模糊控制器自适应PID参数的设定值，而不用一同调节其中参数。由于直接由变换器输出电压进行微分得到的直接误差变化率极易受外部干扰出现很大的尖峰且直接误差变化率变化范围非常大达到正负1e13以上。所以本课题没有采用微分得到的直接误差变化率作为模糊控制器EC输入信号，而是对其采取了取常用对数并保持原来正负的方法重新标定，如图5所示。在微分前加入低通滤波器以及在微分后加入一阶采样保持器的方法滤除过大尖峰的办法弱化并消除干扰的影响。
模糊控制器采用Mamdani型。输入输出变量的隶属度函数均为线性，模糊子集为{NB，NM，NS，ZE，PS，PM，PB}，子集中的元素分别代表负大，负中，负小，零，正小，正中，正大。输入量的论域为[-3，3]，输出量的论域为[0，6]。模糊控制的规则表如图6所示。
ACR采用常规PID控制器以快速响应输出电流的变化，如图7所示。PWM调制时通过调整锯齿波的大小变化范围设置稳态时的输出占空比以加快稳定。
2 Buck变换器与控制器的联合仿真
Cadence/Pspice是最常用的功率电路仿真环境之一，且其提供了极为便利的和Matlab进行联合仿真的接口，即Matlab/Simulink中的SLPS模块。所以本控制系统中Buck变换的设计和仿真在Pspice环境下进行。仿真以14～22 V直流输入3.3 V/（0～10 A）直流输出为Buck变换器输入输出指标，其中Lo=30 μH，Co=220 μF，如图8，图9所示。
3 仿真结果
本试验分别在电阻、电流负载满载启动并半载到满载阶跃变化以及在各种负载类型下输入电压从额定最低值阶跃跳变到最大值的情况下进行了测试以检验控制器的性能，如图10所示。
由双闭环模糊PID控制器控制的Buck变换器在正常运行中任何的负载端或输入端的变化对输出电压的影响均极为有限。其中当输入端由额定最低输入电压跃变至额定最高输入电压，即变化57%时，Buck变换器3.3 V输出电压有1%左右的变化；当负载电流进行半载和满载之间的阶跃变化时3.3 V输出电压有
4 结 论
本文提出了一种应用于Buck型VRM的控制方法，分析了其静态、动态特性，并给出了一种结构方案。本文中仿真研究了双闭环模糊PID控制器的静态和动态特性，在多种条件下的仿真结果表明双闭环模糊PID控制器具有较快的负载变化响应速度和较小的输出电压下陷，以及良好的鲁棒性。
图10 仿真波形
参考文献
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buck电路范文5
关键词：DC-DC；同步整流；BUCK结构；续流；均流技术
1 系统方案整体结构
该系统方案主要由两个BUCK变换器构成的DC-DC降压式电路、主控电路、采样电路、驱动电路以及PWM模块组成。主控芯片通过采样得到的电压电流参数来控制输出PWM波的占空比，进而控制开关管的开关频率，闭环控制电流电压，使其稳定输出。提高了供电的效率和稳定性。系统方案框图如图1所示。
2 各模块的设计与实现
2.1 DC-DC模块
系统方案的DC-DC模块采用是两个相同的BUCK拓扑结构，并且使电感始终工作在电流连续状态，否则闭环稳压时易振荡。另外，为了降低电路损耗，本系统方案选用导通电阻较低的开关管IRF3205（额定电流110A，耐压达55V，导通电阻小于8毫欧）。
对于BUCK电路滤波电感L1的计算如下：
为使输出电流连续且稳定，本设计选择L1=800uh。为了避免电感饱和，且更好地实现电感的储能功能，本设计选用外径为4.8cm的铁粉磁环绕制电感。由于电流可高达2-3A，为了降低电感线圈的发热损耗，选用2股直径为0.64mm的漆包线绕制。
2.2 MOS管驱动电路设计
如图3所示，MOS管驱动电路选用具有波形互补的可编程芯片IR2104，PWM波从2脚输入，HO和LO输出两路反相的PWM分 别控制两个MOS管的开断。
D5和C1/C2为自举二极管和自举电容，两者串联起到电流配合的作用实现电压自举，抬高VS的电位，使输出的PWM更稳定，同时二极管起到防止电流倒灌的作用。
2.3 电流采样电路
如图4所示，该部分选择高边电流采样的方案，高边电流采样要求放大器必须具备大动态输入范围以及高共模抑制比，所以采用TI公司专用高边电流采样芯片INA282；采样电阻选择耐高温，温度系数小，精度可控的康铜丝电阻。
INA282的增益为50，采样电阻阻值为RS，反馈电压为：
VIFB=50×RS×I0
考虑到单片机ADC的采样范围为0～2.5V，对应0～2.5A，根据公式可知RS=10毫欧。
2.4 过流保护电路
过流保护是由电流采样电阻、运算放大电路及保护电路组成。主要是通过运算放大电路采取采样电阻两端的电压，从而可以间接知道电阻两端的电流，利用LM358比较器，设定电路的阈值当电路中的电流值超过了指定的阈值时，此时整个电路的供电就断开了，从而起到了保护作用。
3 均流技术-PID算法
采样DC/DC模块1的输出电流I1，反馈控制DC/DC模块1的开关PWM波，使DC/DC模块1输出电流I1维持一固定值；采样负载两端电压V0，反馈控制DC/DC模块2的开关PWM波，是负载两端电压为定值V0。在负载电阻一定时，由于负载电压稳定，输出总电流I一定，又因DC/DC模块1的输出电流I1稳定，故可以确定DC/DC模块2的输出电流I2。从而可以实现均流的目的。
4 结束语
文章提出了一种DC-DC开关电源模块并联供电系统的技术方案，该设计方案采用多模块并联操作可以很好的解决市场上单一集中式电源；从实际的测试数据中，电路的供电效率达到了97.21%；电流的分配效果非常精准，可以很好的利用在开关电源的行业，电路结构简单，利用率高，具有很好的推广前景。
参考文献
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[3]阎石.数字电子技术基础[M].高等教育出版社，2006.
buck电路范文6
[关键词]光伏发电;追踪光源;稳压电路;教学装备
中图分类号：TK513.4 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2016）22-0142-02
随着越来越多的高校开展光伏发电电源教学的综合性实验，可追踪太阳能光伏发电教学装置也得到了更多的重视。它作为一个新颖的典型的教学载体，可以帮助教师开发设计教学项目，涵盖电气专业多门专业课程的内容，如电力电子稳压电路设计、传感器原理及应用、控制电路设计、电机拖动以及光能转换等。依托该教学设备，学生可以在实践动手的过程中，既可以综合所学的知识技能，提高自身的核心职业能力，又普及了太阳能发电的科普知识，有利于接触新事物、新科技，广开眼界，拓宽对未来就业的思路。
1.基本原理
该装置是通过光伏板将太阳能转换为电能，再经稳压装置处理，直接可向手机充电。为使教学方案简单易懂，故而选取太阳能的跟踪装置采取单轴式自动跟踪装置，而且它采用的单轴试自动跟踪装置能够使光伏板获取当前时刻最多的太阳能以及足够的功率来给手机充电。自动跟踪装置的主要工作原理是利用因太阳光照射的不均匀使两个光敏电阻的阻值变化不同，导致产生的电压差来控制步进电机的转动，直到寻找到电压差为零的位置后控制电机停止转动。但是由于太阳能光伏发电的输出电压不稳定，因此需要增加稳压装置，以此来输出稳定的电压向手机充电。稳压装置中的稳压电路是利用Buck-Boost电路来实现的，并在其后加了指示灯来确定输出电压为5V，以及USB接口直接向手机充电。
2.方案设计
2.1 追踪光源部分设计：
为使教学方案简单易懂，故而太阳能跟踪装置采取单轴式结构[1]，大体包含五部分，从下至上依次为步进电机、支架、光伏板阵列、信号采集与比较电路，除此之外还有从光伏板引出的USB接口。示意图如图1。
（1）信号采集与比较：采用光敏电阻传感器将光信号转换为电信号，通过模拟比较电路为电机的转动寻找正确方向。
（2）光伏阵列[2]：目前太阳能电池板主要分为单晶硅、多晶硅和非晶硅三类。其中单晶硅太阳能电池板的光电转换效率为15%～20%，使用寿命一般可达15年，最高可达25年。多晶硅电池板的转化率约为12%，非晶硅约为10%。因此，在能量转换效率和使用寿命等综合性能方面，单晶硅优于多晶硅和非晶硅，故本装置选用单晶硅电池板，并采用两块相同的太阳能板并联以获取较大的工作电流。
（3）支架：用于支撑光伏板，使其与光照成一近似垂直的角度，以此保证任意位置在纵方向上获得较大的光照。
（4）直流电机：由于室外的光照不是一成不变的，为了确保跟踪精度，应该保证太阳能跟踪过程中光伏板尽量与照射光线保持垂直状态，因此选择一款灵敏的电机显得十分重要，但是为了使本装置更加适应于教学使用，我们选用一款简单的直流电机。
对于光伏发电系统而言，室外环境如太阳辐照度经常随时间发生变化，导致了光伏阵列不能持续工作于最大输出功率点处，降低了光电转换效率，浪费了大部分光能。因此通过最大功率点跟踪（MPPT）技术使光伏电池的输出功率保持在最大状态，是提高系统光电转换效率的一个重要途径。通过调研本文选取实际大型光伏系统使用的较为普遍的三种跟踪方法[3，4]进行简要的对比，可得下表1：
由于本文中设计的装置较小且为教学装置，上述方法均不适用于小型教学装置，因此我们将采用最简单的模拟电路来实现跟踪功能[5]。通过在光伏板上左右两侧设置光敏电阻来采集光能，使其产生电压差值驱动电机转动，直至电压差为零，即获得最大光照的位置。本方案虽然灵敏度低且精度较差，却有电路简单、成本低廉的优点，适用于本实验教学装置的制作和使用。
2.2稳压电路设计
将Buck变换器与Boost变换器进行级联，如图2所示。Buck变换器的电压传输比，Boost变换器的电压传输比，则级联后的变换器电压传输比为.若将L1、L2及C1组成的三阶低通滤波网络用一个简单的电感L代替，并不影响变换器稳态输出。若进一步将两组开关简化为一组开关，则可得到通常所述的输出电压反极性的Buck-Boost变换器。
图3为常规Buck-Boost变换器的基本电路拓扑，图4为其等效电路。根据电感电流是否连续，Buck-Boost变换器可分为连续导电模式和不连续导电模式。连续导电模式下的Buck-Boost变换器输入输出电压传输比M=V/Vg=D/（1-D），分子D为Buck变换器的电压传输比，分母（1-D）为Boost变换器的电压传输比，且输出电压的极性与输入电压相反，其工作条件为或。
在以上分析的基础上，本文选用DC/DC转换器TD1410作为电路核心，TD1410是一个380KHz固定频率单步开关模式稳压器，其内部含有电力MOS管。该芯片在较宽输入范围时可实现2A连续电流输出，并有优良线性调节能力。PWM控制电路可以调整占空比从0至100%。使能功能、过流保护和短路电流保护功能被设计到芯片内部。其电压输入Vin为0到20V，对于小型光伏板一般情况下的输出电压刚好适用。
实际稳压电路模型如图5所示。电路中Vin是来自光伏板的电压输出，一般光照条件下电压输出范围是5.5～20V。一个合适的输入旁路电容Cin可以减小电压瞬变并提供调节器需要的转换电流，为保证电容的耐压高于电源的输入电压并达到预期效果，我们通过估算和仿真确定选用100uF，额定电压35伏的瓷片电容;在输出端接电容Cout可以消除电路高频噪声，改善负载的瞬态响应，这里选用220uF，额定电压25V。电感L1可以减小输出电压波动，使输出较稳定的直流电压，并满足连续导电模式下的工作条件[6]，即，这里本文选用15uH，2.5A。另外，为避免输入端断开时Co从稳压器输出端向稳压器放电从而造成器件损坏，我们在转换输出端SW和地线GND之间接肖特基二极管SK33.反馈输入端FB通过外部电阻分压网络检测输出端电压并进行调节，反馈电压阈值是1.235V。通过电阻R1和R2分压，可得到输出电压Vout=（1+R1/R2）*1.235V，为输出5V直流电压，选用R1为6.2K欧姆，R2为2K欧姆。
3.电路仿真及实验测试
稳压电路是本装置最重要的部分，根据光伏装置输出电压不稳定的情况，设计一个稳压电路。在以Buck--Boost电路为主体的基础上，添加了闭环控制的控制系统以使电压稳到目标电压。根据电路设计原理，确立各项参数的变化范围，最终通过PSIM仿真选择一组最精确的参数。图6为仿真电路，图7为输出电压（VP1）与输入电压（VP3）。由仿真结果可以看出，稳压效果良好，输出基本符合精确度要求。
在经过仿真后对稳压电路进行焊接并测试，实验结果表明稳压效果良好。电路板如图7，实验结果如图8。
4.结束语
本文所设计的光伏跟踪及稳压装置以电气专业的基本课程为依托，光源追踪效果与稳压效果良好，基本达到了实用性及教学要求，并且在设计制作过程中锻炼了学生对课程基本原理的应用能力，该装置也可用于日后教学及学生实验。
参考文献：
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