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跳频范文1
在众多的通信技术中，扩频通信技术由于具有独特的抗干扰能力以及宽的使用频带而在军事通信领域倍受青睐。根据扩频通信调制方式的不同，它可以分为直接序列扩频方式（DS）、跳频方式（FH）、跳时方式（FT）及兼有以上方式中二种以上的混合方式。其中跳频通信具有保密性好、不易受远近干扰和多径干扰的影响等优点，是一种很有前景的通信方式。跳频系统的频率跳变，受到伪随机码的控制。不同的时间、不同的伪码相位，频率合成器产生的相应频率也不同。把跳频系统的频率跳变规律称为跳频图案。跳频图案是时间和频率的函数，故又称为时间－频率矩阵，简称时频矩阵。时频矩阵可直观描述出频率跳变规律，如图1所示。
跳频图案的设计是跳频通信系统的一个关键问题，直接影响到跳频系统的保密、抗干扰、多址等性能。一般要求跳频图案的周期要长，这就要求控制跳频图案的伪随机码周期要长，即移位寄存器的级数要大。
1 基于FPGA和DDS技术的跳频信号源设计
跳频信号源即为载波频率按照一定跳频图案跳变的信号发生器。设计一个性能优异的跳频信号源，困难在于其优良的频谱性能。笔者提出了一种基于FPGA?1??2?和DDS技术的跳频图案的设计方案。指标如下：600跳／秒跳速；20个跳频点；3．4MHz跳频基带；68MHz跳频带宽；106．78MHz～172．14MHz跳频频率中20个频点。DDS采用AD公司的最新频率合成器件AD9852，写频率控制字采用ALTARA公司的可编程逻辑器件APEX20K系列中的EP20K100，其逻辑资源为10万门，两者通过40针总线接口相连?3?。其中，FPGA完成存储频率控制字、定时写入频率控制字的功能，AD9852则实现频率合成输出。频率合成器DDS是跳频信号源中的一个关键部件，其原理如图2所示。这种频率合成器工作频率高，可达GHz数量级；分辨率高，可达1Hz以下，稳定度高；体积小，重量轻，集成度高，这些都是其他频率合成器件难以比拟的。AD9852是近年推出的高速芯片，具有小型的80管脚表贴封装形式，其时钟频率为300MHz，并带有两个12位高速正交D／A转换器、两个48位可编程频率寄存器、两个14位可编程相位移位寄存器、12位幅度调制器和可编程的波形开关键功能，并有单路FSK和BPSK数据接口，易产生单路线性或非线性调频信号。当采用标准时钟源时，AD9852可产生高稳定的频率、相位、幅度可编程的正、余弦输出，可用作捷变频本地振荡器和各种波形产生器。AD9852提供了48位的频率分辨率，相位量化到14位，保证了极高频率分辨率和相位分辩率，极好的动态性能。其频率转换速度可达每秒100×106个频率点。在高速时钟产生器应用中，可采用外接300MHz时钟或外接低频时钟倍频两种方式，给电路板带来了极大的方便，同时也避免了采用高频时钟带来的问题。在AD9852芯片内部时钟输入端有4～20倍可编程参考时钟锁相倍频电路，外部只需输入一低频参考时钟60MHz，通过AD9852芯片内部的倍频即可获得300MHz内部时钟。300MHz的外部时钟也可以采用单端或差分输入方式直接作为时钟源。AD9852采用＋3．3V供电，降低了器件的功耗。工作温度范围在－40°C～＋85°C。
本文采用AD9852所设计的频率合成器结构如图3所示。DDS模块分成二路输出：（1）第一路输出
100MHz～150MHz信号；（2）第二路输出150MHz～200MHz信号。其中DDS输出12．5MHz～25MHz的信号，经SWCON开关分成两路输出，一路输出12．5MHz～18．75MHz信号，经放大倍频、滤波，输出100MHz～150MHz信号；另一路输出18．75MHz～25MHz的信号?经放大倍频、滤波?输出150MHz～200MHz 信号。
2 FPGA与DDS接口设计
FPGA主要完成从外部向DDS写入频率控制字功能，其中频率控制字存储在FPGA内部RAM单元中。双方通过40针总线连接，其中信号线为：8位数据线、6位地址线、复位信号、update clk（频率跳变信号）、swcon（开关：高频段和低频段转换信号，当swcon为低时输出高频段，当swcon为高时，输出低频段）、wr（写信号）。
AD9852用于频率合成时工作在单频模式（single tone mode）?其工作时序关系如图4所示。
跳频范文2
关键词： 跳频通信系统 计算机仿真 电子对抗
一、跳频系统概述
跳频通信系统的收发双方通过按照预定的频率工作，瞬时工作在一个频率上，长时间工作在一个宽的频率上。经过调制后的信息信号，载波的频率实时变化，这个变化的规律是收发双方事先约定好的。每发送一次信息或几次信息，载波的频率改变一次。当接收端接收到信号后，由于其工作频率与发射端相同，这时的接收机工作与普通接收机没有区别。只是接收机要从发射的信息中提取出频率跳变的信息，以便与发射机同步工作到相同的频率上。这个过程称为解跳，解跳后的工作方式与常规通信接收方式相同。
二、跳频信号的发送和接收
（一）跳频信号的发送
跳频通信系统与常规通信系统最大的不同是，常规通信系统的工作频率是恒定的，而跳频通信系统的工作频率是随时变化的。因此，跳频通信系统的发射端在工作时，需要先将预先设定好的频率跳变方式“告诉”接收方，使得接收方按照发射端的指令进行频率的改变。因此，只要将常规的通信系统加上一个跳频器，就是一个跳频通信系统。
（二）跳频信号的接收
跳频通信信号的接收要求与发射端工作在同一个频率上。因此跳频通信的接收端需要首先与发射端同步，按照相同的频率进行跳变，这个同步称为跳频图案。一般而言，跳频的图案是需要更新的，以免被第三方长时间侦收后找到规律。因此，无论是发射还是接收，对跳频通信系统而言，跳频器都是最重要的。
三、跳频系统仿真程序及仿真结果
（一）跳频序列
原则上，跳频序列越随机越好。常规的跳频序列有m序列、Gold序列等。Gold码是由两个m序列进行组合运算得到，组合的目的使得随机码的长度变长。对于图1的原理框，两个m序列的向量分别为[0；1；0；0；1]和[1；1；0；1；1]。
图1 Gold码的时域波形图
（二）快跳频通信系统的仿真结果
跳频信号的输出仿真图，在快跳频系统的设计中，要求在一个码元内实现载波频率的两次跳变，所以在设计中，取得扩频脉冲的频率是信号信息频率的两倍，仿真的结果如图2所示。
图2 跳频信号的输出波形图
（三）快跳频系统的误码率仿真结果
跳频信号的输出仿真图，在快跳频系统的设计中，要求在一个码元内实现载波频率的两次跳变，所以在设计中，取得扩频脉冲的频率是信号信息频率的两倍，仿真的结果如图3。
门限值=2 门限值=5 门限值=6 门限值>7
图3 跳频通信系统的误码率
参考文献：
[1]Zhang Z L，Yi Z.Extraction of a source signal whose kurtosis value lies in a specific range[J].Neurocomputing，2006，69（7-9）：900-904.
[2]A.K.Barros，A.Cichocki.Extraction of specific signals with temporal structure. Neural Comput，2001，13（9）：1995-2003.
[3]Zhang Z L，Yi Z.Robust extraction of specific signals with temporal structure [J].Neurocomputing，2006，69（7）：888-893.
跳频范文3
空闲信道扫描(FCS,Free Channel Scan)是无线通信终端抗干扰接入的关键技术。本文基于专用的宽频段、多信道、有中心组网的跳频通信系统,开展FCS及其关键技术研究。
首先,概述了基于TDMA的通信系统架构,具体如图1所示,图1中绿色区域与FCS技术相关。PHY层包括TDMA空中接口、逻辑信道、同步(位同步、频率同步、帧同步);MAC层包括信道编码(Turbo编码、循环冗余检验CRC校验)、信道质量检测;RRC层包括频率资源管理(工作频率表、基站接收信道的质量排序、通信最佳频率的映射表)、信道资源管理(信道连接状态指示、信道连接恢复)。
RRC层功能实体对每一段的信道号进行随机排列,减少基站各段的频率碰撞。系统每次开机时RRC层功能实体得到基站编号,并重新计算和更新频率表。基站和移动用户台利用通信过程中逻辑信道的信道质量检测结果对所有频率的接收质量进行排序,将排序结果保存在列表中,并实时进行更新维护。
基站和移动用户台根据信道质量排序结果列表,计算出下一次通信使用的最佳信道和备用信道。基站负责计算上行的最佳通信频率,移动用户台负责计算下行的最佳通信频率。由于系统是有中心组网的星型结构,基于基站与移动用户台间通信距离在覆盖范围内,基站计算的最佳上行通信频率所有移动用户台可以共用,移动用户台计算的最佳下行通信频率只能对应本移动用户台使用。
在通信过程中基站和移动用户台通过控制信道互相交换计算的最佳上下行通信信道,保存在列表中。
其次,概述FCS基本原理,对其中信道质量检测和信道优化技术作了重点研究。
最后,通过系统实测试验,给出不同阻塞干扰情况下的信道丢包率统计表、信道在阻塞干扰下的躲避响应时间表。
二、FCS基本原理
FCS是一种抗阻塞干扰接入技术,应用于有中心组网的系统,其基本工作原理如图2所示,信道扫描过程如下:
(1)基站和移动用户预置若干个频率点作为工作频率,基站和移动用户实时进行全频段信道扫描接收,记录各频点的信号场强、误码率等信息,同时判断是有用信号还是干扰信号,并进行统计分析,得到己方最佳接收频率集合,最后汇总到基站进行分析和信道频率分配。
(2)通信业务开始时,基站通过信令和广播的方式为移动用户分配最佳接收和发射频率。通信过程中,基站和移动用户可实时扫描信道状态,并更新己方最佳频率集合;如果当前频率受到干扰,可启用最佳频率集合中备份频率进行通信。信道扫描和频率更新时不影响通信业务过程。结束后,释放该信道,双方重新退回到信道扫描状态。
三、信道质量检测和信道优化技术
对于各个逻辑信道的信道质量检测,主要依靠对同步帧的误码统计及FEC解码结果的误码统计来进行检测。其中,对于同步逻辑信道(同步帧),依据卡萨米序列相关器输出的错误比特数进行信道质量统计。对于控制逻辑信道和业务逻辑信道依靠解码器输出的误码统计结果进行信道质量统计。
信道质量检测和优化算法如图3所示:
图3信道质量检测和优化原理框图
从空口收到的频率信号经解调后,在基带同时进行同步逻辑信道处理、业务和信令逻辑信道处理。其中同步逻辑信道采用相关码卡萨米序列检测并输出信道质量统计值。业务和信令逻辑信道采用迭代译码和帧误码分析输出该信道质量统计值。统计出跳频信道质量等级,并据此进行信道频率优化处理,最终根据最优信道生成跳频频率,用于通信。
系统的信道质量检测结果除了用于选取最优信道,还可用于上行信道质量的统计,作为频率规划的评价。
四、测试参数和结论
TDMA空中接口结构由突发跳、时隙、帧、复帧和超帧组成。1个时隙时长为10ms,由1个同步突发跳和1个业务/接入控制突发跳组成;1个TDMA帧时长为40ms,由4个时隙组成;1个复帧时长为160ms,由8个TDMA帧组成;1个超帧时长为8×160=1280ms,由8个复帧组成。
基站与移动用户台中预置上行和下行两个频率表作为FCS的频率表,每个频率表中包含32个频率,下行频率表按照合路器的规则分为4段,每段包含8个频率。
系统各逻辑信道的前向纠错编码(FEC)采用Turbo编码和CRC校验方式。系统采用的码率R为1/3,自由距离为6,E/N是信噪比。Turbo码的渐进性能为:
(1)
通过使用CRC码对传输数据块进行快速检错和差错控制,保证误检率在规定范围以内。本系统采用CRC-16 CRC校验方式,对编码后的数据块添加CRC。CRC生成多项式如式(2)所示:
G(X)=x16+x15+x2+1(2)
本系统将每个频率的信道干扰分为5个干扰等级,这5个等级包括了整个信号强度的检测范围。干扰等级范围决定了检测的精细程度。但是在不同的通信环境和用户需求下,信道质量的精细程度不同,可通过参数进行配置。
基站和移动用户台保存4~8对以上最佳通信频率对,其中下行最佳通信频率分布在4个频段内。当呼叫流程开始时,基站RRC实体根据业务逻辑信道对应的物理信道和时隙位置,选择分配其中的一对频率进行通信。
根据相关工程实践的试验结果,对本系统应用FCS技术前后的抗阻塞干扰性能进行对比。由表1可知,当系统采用FCS技术时,系统在80%以上的阻塞干扰下仍能正常通信,丢包率小于10%,话音质量为4分。
跳频范文4
关键词:锁相跳频源;环路带宽;相位裕量;环路滤波器;ADS
中图分类号:TN742文献标识码:A
文章编号:1004-373X(2010)05-022-03
Accurate Design and Simulation of Loop Parameters of Four-order
Charge Pump PLL Frequency Hopping Source
YOU Fabao,WANG Dong
(Xi′an Electronic Engineering Research Institute,Xi′an,710100,China)
Abstract:The PLL frequency hopping source has been the main design scheme of modern microwave frequency source,because of its performance advantage.An accurate design method of three order loop filter with simulation procedure is clearly introduced to simplify design process based on loop bandwidth,phase margin and spur attenuation for current charge pump PLL frequency synthesizer chip.Using simulation tool ADS,a simulation of S-band frequency hopping source is used to verify the accuracy of this method.
Keywords:PLL frequency hopping source;loop bandwidth;phase margin;loop filter;ADS
0 引 言
锁相(PLL)跳频源的低杂散特性是直接数字频率合成器(DDS)所无法比拟的一个优点。PLL跳频源的主要设计工作就是正确选择和设计环路滤波器,使跳频源指标在相位噪声、杂散抑制、跳频速度和稳定性等方面合理兼顾,实现综合性能最佳。目前,国内外已经发表了许多相关文献,对各种环路滤波器的设计进行了系统的分析与讨论。
由于有源环路滤波器与无源环路滤波器相比,不但增加相噪,复杂程度,还增加成本,故除了在特定必需的场合下,一般都用无源环路滤波器。通常大部分锁相环采用二阶低通滤波器,但是对于要求较高的锁相环跳频源选择更高阶的滤波器来进一步抑制频谱杂散是必要的,但是阶数的增加会使环路滤波器中元件参数值的确定更为复杂。
针对四阶锁相跳频源三阶环路滤波器的环路参数,进行了系统分析,提出了一种环路滤波器参数近似准确的设计方法,设计思路清晰,出发点明确,并且用ADS仿真了一个S波段的锁相跳频源验证了此方法的准确性。
1 环路滤波器设计的基本原理
在锁相环的设计中,一般根据输出频率范围选择合适的锁相环芯片和压控振荡器,根据频率步进确定分频比N和鉴相频率,综合考虑锁相环的锁定速度、主要相位噪声和杂散来源来确定滤波器的性能指标。
环路带宽:它是环路参数设计中最关键的参数,一般说来,与VCO的相位噪声、锁定时间和分辨率成反比;与参考频率、PFD/CP和LF相位噪声成正比。环路带宽越小,参考杂散越小,但跳频速度越慢;环路带宽越宽,跳频速度越快,但参考杂散越大,因此,必须对这种矛盾进行折衷。一个可行的方法是:选择环路带宽充分满足锁定时间的要求,并保证足够的相位裕量即可。在锁定时间要求不严的情况下,将晶振噪声与VCO噪声交点处的频率作为环路带宽。
相位裕量:它与系统的稳定度有关,是环路滤波器设计的重要参数。相位裕量选择得越低,系统越不稳定;相位裕量选择得越大,系统越稳定,但系统的阻尼振荡越小,即以增加锁定时间为代价。因此,要考虑适合的相位裕量,一般说40°~50°为最佳相位裕量。仿真表明,在48°时锁定最快,在50°时相位噪声最佳。
杂散抑制度:主要是指对杂散的衰减,用于二阶以上的环路滤波器的设计中,抑制度增大时,环路带宽减小,因此要合理折衷,当仍然达不到要求时,可以考虑用更高阶的环路滤波器。
在确定以上指标后,就可以进行滤波器的设计。
2 三阶环路滤波器分析
三阶环路滤波器如图1所示。它是在二阶滤波器后连接一个一阶RC低通滤波器。由于电流型电荷泵鉴频鉴相器作为该滤波器的输入,使PLL成为三阶┒型环,其性能要优于电压型鉴相器采用有源滤波器的理想二阶环。其传递函数为:
F(s)=1+sT2sA0(1+sT1)(1+sT3)
=1+sT2s(A2s2+A1s+A0)
(1)
其中:
T2=R2C2(2)
A0=C1+C2+C3(3)
A1=A0(T3+T1)=
C2C3R2+C1C2R2+C1C3R3+C2C3R3(4)
A2=A0T3T1=C1C2C3R2R3(5)
相应的锁相跳频源的开环传递函数为:
H0(s)=KN1+sT2s2A0(1+sT1)(1+sT3)=
KN1+sT2s2(A2s2+A1s+A0)(6)
式中:K为环路总的增益;N为分频比,在环路参数的设计中可以选择最大和最小分频比的几何平均值。
图1 三阶无源环路滤波器
3 三阶环路滤波器参数设计
3.1 T2,A0,A1,A2值的确定
根据开环单位增益带宽ωp、相位冗余度φp,对鉴相频率ωr泄漏的抑制度Atten(单位:dB)确定T2,A0,A1,A2的值[4]。
将s=jω代入式(6)得:
H0(jω)=-KN1+jωT2ω2A0(1+jωT1)(1+jωT3)(7)
根据相位裕量φp的定义:
φp=180°+atctan(ωpT2)-
atctan(ωpT1)-atctan(ωpT3)(8)
对式(8)求导,令dφp/dωp=0
0=T2(1+ω2pT21)(1+ω2pT23)-T2(1+ω2pT22)•
(1+ω2pT23)-T3(1+ω2pT22)(1+ω2pT21)(9)
由于ω2pT1T31,略去高次项并引入修正因子γ得:
T2歃忙鬲2p(T1+T3)(10)
γ数值的确定是一个设计、验证、修正、再设计、再验证的过程,在初次设计取1即可。
将式(10)代入式(8)得:
T1+T3sec(φp)-tan(φp)ωp(11)
选定滤波器对鉴相频率ωr泄漏的抑制度为Atten(单位:dB),由式(7)得:
H0(jω)ω=ωr=KN1+(ωrT2)2ω2rA01+(ωrT1)21+(ωrT3)2
KT2Nω3r1A0T1T3=10Atten/20(12)
A2=A0T1T3=KT2Nω3r10Atten/20(13)
下面确定参数A0,它是环路滤波器的总电容。
根据 H0(jωp)=1,由式(7)得:
H0(jω)ω=ωp=KN1+(ωpT2)2ω2pA01+(ωpT1)21+(ωpT3)2
=K1+(ωpT2)2Nω2p•
1A01+ω4p(T1T3)2+ω2p(T1+T3)2-2ω2pT1T3
=1(14)
整理得到关于A0的一元二次方程:
p1A20+p2A0+p3=0(15)
其中:p1=1+ω2p(T1+T3)2;p2=-2A2ω2p;p3=ω4pA22-K1+(ωpT2)2Nω2p2。
求解此一元二次方程取其最大正值为A0。
至此,环路滤波器的参数T2,A0,A1,A2全部确定。
3.2 环路滤波器元件参数值的确定
由T2,A0,A1,A2的值确定环路滤波器元件参数[5]C1,C2,C3,R2,R3的值。
滤波器元件的参数值要由方程(2)~(5)来确定,要由四个方程确定五个未知量,则必须确定一个参量,首先确定哪个未知数有很多种选择,但选择有┮桓霆原则,即保证最靠近压控振荡器的电容最大,这样可以减少压控振荡器电容对环路的影响,同时使R3比较小,减少电阻热噪声。基于上面这个原则,选取C1的值为需要预先确定的未知数,将这四个方程进行变换,得到┦(16),C3是C1的函数:
C3=-T22C21+T2A1C1-A2A0T22C1-A2(16)
当C1取值时,C3的值为最大,因此C3对C1的导数为零,得到C1:
dC3dC1=C21-2A2T22C1+A2A1T32-A2A0T22C1-A2T222=0(17)
进而求出C1:
C1=A2T221+1+T2A2(T2A0-A1)(18)
确定C1后,进而确定其他的滤波器参数:
C3=-T22C21+T2A1C1-A2A0T22C1-A2(19)
C2=A0-C1-C2(20)
R2=T2/C2(21)
R3=A2C1C3T2(22)
这种设计方法保证能够非常精确地求出滤波器的参数值,同时也能够保证C3的值最大,R3的值最小。
3.3 环路滤波器设计流程
根据前面两小节环路滤波器参数设计的理论分析和推导,总结环路参数计算的流程如图2所示[5]。
图2 环路参数计算流程图
鉴于手工计算比较繁琐,根据前面分析的计算流程,编写了Matlab程序计算环路参数值。需要说明的是,对鉴相频率泄漏的抑制不能盲目取大。从Matlab仿真可知,在ωp,φp,ωr确定后,抑制过大,会使滤波器C3的计算值减小,甚至为负值,这是不允许的,因此需要在抑制度和能够接受的C3的最小值之间折衷,以减小VCO输入电容对环路的影响。一般原则是在C3的最小值达到要求的前提下使抑制度最大。若优化设计后抑制度仍然达不到设计要求,可以尝试采用更高阶的环路滤波器。
4 S波段锁相跳频源设计实例
S波段锁相跳频源技术指标如下:频率范围为1 930~2 030 MHz;频率间隔为5 MHz;输出功率大于-8 dBm;相位噪声小于-85 dBc@1 kHz。
选择ADI公司的ADF436O-2芯片为核心芯片。ADF436O-2内部集成了电荷泵鉴相器、R分频器、N分频器和压控振荡器。芯片内部集成压控振荡器能有效减少电路板带来的相位噪声和杂散信号,并且设计调试相对简单。
该实例选取ωp=2π×40×103 rad/s,鉴相频率泄漏衰减度取Atten=95 dB,相位裕量取50°。通过Matlab仿真计算得到环路滤波器的参数值;通过ADS软件进行仿真,得到此跳频源的实际环路带宽为39.81 kHz,相位裕量为49.5°,在鉴相频率处的衰减为95.5 dB,和设计目标值基本一致。锁相环路的开环幅频、相频特性曲线如图3所示。
图3 锁相环路开环幅频、相频响应曲线
进一步仿真得到:锁定速度在57 μs,精确到1 kHz;双边带相位噪声:-94.8 dBc@1 kHz,-94 dBc@10 kHz。如图4和图5所示。
图4 锁相跳频源跳频锁定时间仿真
图5 锁相跳频源相位噪声仿真
从理论分析和仿真结果来看,设计的锁相跳频源是成功的,能满足设计指标要求,可以进行实际的电路制作。
5 结 语
介绍了一种四阶锁相跳频源环路参数中相对准确的设计方法,设计思路清晰,出发点明确,应用Matlab仿真得到
元件参数值后并在ADS中验证了该方法的准确性,在锁相跳频源的工程设计中有着重要的指导意义。
参 考 文 献
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跳频范文5
【关键字】通讯协议， RS485，2.4GHz跳频扩频通讯技术，无线调制解调器
0、工程概况
某钢厂现已建成现代化的原料场、球团、烧结厂房，均已投产。因生产和管理的需要，需将球团一台电子皮带秤和烧结一台电子皮带秤的信号引入原料场控制室新上的报表系统。原料场上的数台电子皮带秤的信号同时也引进新上的报表系统，而且原料场的部分电子皮带秤有物料选择，即同一条电子皮带秤不同时间是运送不同的物料。上述的信号需要在新上的系统上进行集中监测并生成日报表。另外，上述3个厂房相距较远，最远者相距约一公里，厂房之间还有其它的建筑物和马路，如何将需要的信号引进原料场控制室是此项目的成败关键。
一、系统方案构成
目前，按照网络的传输介质分为有线网络和无线网络。结合本工程的实际情况看，本工程采用无线传输的模式，因为原料场、球团、烧结厂房三者之间的距离较远，而且所有的电缆沟和桥架均以盖上盖板，重新走线非常困难和投资较大。在工业自动化领域，常用的通讯协议有RS232 /RS485串口通讯和计算机网络通讯（以太网口通讯）。无线电数据通讯链路其实只是一种完全透明的传输媒介，对于标准的串行通讯而言，就相当于一根串行电缆线；对于标准的以太网通讯而言，就相当于一根网络线。无线电数据通讯链路作为一种传输媒体，
其可靠性是毋庸置疑的。在航天领域，我国的地面测控工程师对各种航天器的遥测遥控作业，都是通过无线电数据通讯链路这种传输媒体进行的。
二、系统实现原理
（一）硬件方面
1， 将球团系统原有的一台计量秤信号所对应的隔离器改为一入二出的隔离器，一路4～20mA信号进入原有的PLC系统，一路4～20mA信号进入8通道模拟量模块，模拟量模块的输出以RS485接入无线调制解调器。以同样的方法将烧结的原有的一台计量秤信号，引入8通道模拟量模块，模拟量模块输出以RS485接入无线调制解调器。在原料场控制室设一台无线调制解调器，将接收的球团计量秤信号及烧结机的计量秤信号以RS485方式接入工控机。
2，将原料场系统原有的七台计量秤信所对应的隔离器改为一入二出的隔离器，一路信号进入原有的PLC系统，一路4～20mA信号进入8通道模拟量模块，模拟量模块输出RS485信号有线的接入工控机。
3，原料场操作室增加5块8通道的带RS485数字量输入模块，用于接收原料场原有系统的物料选择信号。物料选择的信号通过RS485的方式进入新上的报表系统工控机。
为了实现上述功能，需要以下主要硬件：
1），带RS485模拟量输入模块，采用研华的ADAM-4117，该模块是16位A/D、8通道，可以采集电压、电流模拟量信号，并且所有通道都提供了独立的可编程的输入范围。
2），带RS485的数字量输入输出模块，采用研华的ADAM-4055，该模块是将8DI/8DO集成在一起，并带LED指示灯。
3），工控机采用研华的IPC-610L，一入二出的隔离器采用深圳万讯的MSC301EC0CC，打印机采用惠普品牌下的激光打印机，显示器选用三星品牌下的液晶显示器。
4），无线调制解调器是本套方案成败的关键所在。无线电技术在数据传输和数据采集/控制应用主要分两大类：230MHz频段的窄带通讯和2.4GHz频段的扩频通讯。和传统的230MHz频段的窄带通讯技术相比较，2.4GHz跳频扩频通讯技术在以下方面具有明显的优势：
不需要当地的无线电管理部门分配专用的频点资源；
抗环境噪声干扰。在2.4GHz频段下，环境噪声干扰信号的电平是很低的；
抗工业环境电火花干扰。在2.4GHz频段，工业环境电火花干扰信号的功率谱密度分布微乎其微；
抗同频干扰。具有智能化水平的2.4GHz跳频扩频通讯设备，能够自动避开同频干扰。
传输数据的速率高，速率可达115.2Kbps；传输质量极佳性能可靠、稳定；本工程无线调制解调器选用美国DATA-LINC GROUP公司制造的2.4GHz跳频扩频通讯设备：SRM6100工业级无线电调制解调器及相应的国产附件，如天线，射频电缆等。该产品具有2.4GHz跳频扩频通讯技术的上述的所有优势。另外，SRM6100工业级无线电调制解调器还具有以下优势：
与各种品牌（如GE、Omron、AB、西门子等）的PLC有很好的通讯兼容性。
品质因素高：工作环境温度为 -40 oC -- +75 oC
智能频谱技术：能够自动地避开同频干扰的影响。即使二套相互独立系统的设备安装在同一地点，相互之间也不会干扰对方的工作
强大的通讯纠错能力：通过自身强大的纠错功能，极低的故障率。
无论是作为主站或是从站，无论是点对多点方式还是点对多点方式，它们在硬件上都是一样的，只是内部工作参数设置不同。使用"窗口"操作系统所包含的"超级终端"，就可以方便地对系统的各台站进行维护。这意味着备份设备的型号是单一的，备份的设备量将大大减少。
5），项目在实施过程中需要考虑防雷接地等保护措施。
（二）软件实现方面
上位机组态软件发出的采集数据命令，通过串行通讯数据接口送到所连接的SRM6100无线调制解调器，SRM6100无线调制解调器将这些命令加载在2.4GHz载波信号上，发给远端的球团站和烧结站的SRM6100无线调制解调器，球团站和烧结站的SRM6100无线调制解调器将收到的2.4GHz载波信号进行解调后，从中检出有用信号，并把它们送到各自对应的RTU设备。RTU设备接受到上位机组态软件发出的采集数据命令后，随即把已经采集到的现场数据通过所连接的SRM6100无线调制解调器发送回上位机，从而完成远端数据采集的过程。原料场操作室内部的模拟量数据采集也是同样的过程。对于物料的选择，由原料场原有的PLC系统输出相应的物料选择信号到原料场数字量输入模块，通过特定的程序读取物料选择信号，根据这些信号来区分和计算物料的种类和累积量。软件的编写和调试可以购买特定的软件或者用VB等高级语言编写。
跳频范文6
关键词：跳频信号 频率集 截获 干扰
中图分类号：TP391.9 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）03-0074-02
通信对抗装备的侦察反应时间是一项重要指标，对于需要通过侦察截获一定程度频率集的跳频干扰来说，频率集截获时间是影响侦察反应时间的重要因素。文献[2]验证了跳频电台频率集中频点跳“净”时间的估算公式：（其中h：跳速；N：频率集点数）
（1）
然而在实战中，频集点数对干扰方来说是未知的，从该公式判断频率集截获时间过于理想，需要用其它方法判断侦察装备究竟截获了多少频率集点数，并以此计算频率集截获时间，而从目前的相关文献中尚未发现较为规范有效的判定方法。本文根据跳频电台合成频点均匀分布的随机特性进行理论分析，总结出了一种与频集点数N无关的频率集截获程度的判定方法，通过编制计算机程序，针对N
1 跳频通信干扰对频率集截获的要求
通信对抗装备对跳频电台的干扰手段主要有频率跟踪式干扰、全频带阻塞式干扰、部分频带干扰等三种典型干扰方式。由于当前跳频通信系统的跳频带宽已经达到几十兆赫兹，全频带阻塞式干扰的干扰功率密度就显得相当分散，功率利用率太低，实际并不常用[3]。
对频率跟踪式干扰，设通信发射机，通信接收机，干扰机的配置如图1所示，则有时域限制条件：
（2）
其中，C为光速3m/s，和为信号在空间的传播时间，为干扰机的干扰反应时间，为干扰比例系数[1]，则为信号驻留期内受到干扰的时间。对于不同的，要实现有效干扰对干扰机所要求干扰的频率比例是不同的。文献[3]给出了有效干扰时干扰频率比例和干扰时间的关系，如表1所示：
可见，由于跳速与驻留时间的反比关系，随着跳速提高，要求越小。就目前的装备技术水平来说，对跳频带宽在数十兆赫兹的跳频信号进行跟踪干扰，一般要求其跳速在200跳以内。对200跳以上的高跳信号，一种方法是使侦察接收机只在跳频信道内搜索跳频信号以缩短，称为跳频守候式干扰；另一种方法是采用部分频带干扰阻塞一部分跳频信道，无论采用哪种干扰方式，都需要在施放干扰之前截获跳频信号的频率集。结合表1结论和目前信号采集设备的处理速度，对于200跳以上的跳频信号，至少需要截获80%以上的频率集才能实施有效干扰。
2 对FH信号瞬时频率分布情况的理论分析
FH信号的特点是，用伪码序列构成跳频指令来控制频率合成器，在不同的时刻随机从一组频率（即频率集）中选择一个频率进行通信，其伪随机码序列符合均匀分布特性。可以推出侦察接收机截获到频率集中第1个频点只需等待跳频电台跳过个频点，截获第2个频点平均需要等待跳频电台跳过个频点（N：频集点数），・・・，截获第i个频点平均需要等待跳频电台跳过个频点，以此类推，当i以频率集截获程度的百分比表示时：
（N>>1） （3）
式中p为频率集截获程度的比例系数，可以计算出与频率集大小N无关的频率集截获程度与期望点数之间的曲线分布，如图2：
图中标出的三个点分别为截获到频率集的80%、85%和90%以后，侦察接收机要再截获一个新频点需要等待跳频电台跳过的频点数。由于（3）式仅是期望公式，因此取作为频率集截获程度的判定标准，期望可以得到较为满意的结论。此时侦察接收机平均约需截获7个频点得到一个新的跳频点。
从（3）式得出侦察接收机要截获不同程度频率集时跳频电台总共跳过的频点数期望值：
（4）
将（1）式改写为：
（5）
分别计算p=0.8、p=0.85、p=0.9及p=1.0时M和的值，主要结果列在表2中：
可以看出，当p=1.0时M要略大于置信度为96.25%（证明见文献[2]）的，因而公式（4）是可信的。
设为跳频电台总共跳过的频率点数M与已经截获到的频率集频点数之比，则
（6）
同时从表2可以观察到p取0.8～0.9之间的某值时较为稳定，而当p趋于1时，呈现非线性增长的趋势。
在matlab中分别画出N
可见，当p取值在0.8～0.9之间时，的值仅在N
3 对FH信号频率集截获程度判定方法的数据仿真
根据上述结论，仿真时取（1）；（2）Ni=7作为截获频率集程度的两个判定标准。该标准仅仅是一个期望值，现实中由于跳频信号的伪随机性可能产生奇点，应通过多次判断来避免奇点出现，因此另引入记录变量k。仿真程序中取k=5，编制仿真程序的流程图如图4所示。（图中各参变量涵义：N：跳频电台的频率集频点数；数组FreqAssemble[]：长度为N，记录跳频电台的频率集；M：侦察接收机截获到的跳频信号频点数；动态数组GetAssemble[]：侦察接收机截获到的频率集）
软件运行时N取小于10000的所有整数值，对每一不同的N模拟5000次，统计每次截获到的频率集百分比，主要结果列入表3：
得到结论如下：
（1）对N
4 结语
本文从理论分析入手，提出了一种快速判定对跳频信号的频率集截获程度的方法，并用计算机仿真方法编制了软件验证其正确性。该方法在算法上的时间复杂度相当低，对目前侦察接收机上配备的CPU基本不会造成负担。实际应用时只需将图3所示的仿真流程步骤中的7～11步提取出来作为单独的判断模块添加到装备原有频率集频点采集模块之后，无论是软件还是硬件实现均可对现有装备进行方便的升级，从而大大缩短跳频信号分选时间，实现了对跳频信号的快速跟踪干扰。
当然，由于实际电磁环境的复杂性和可变性，限于试验条件，本文仅通过仿真方法进行的分析难免有所疏失错漏，而关于频率集截获的方法尚不多见于目前的相关文献，希望本文能起到“抛砖引玉”的作用，引起该领域专家们的关注和讨论。
参考文献
[1]DON J.TORRIERI，Fundamental Limitations On Repter Jamming of Frequency-hopping Communications，IEEE J-SAC，MAY，1989，7.
[2]斯中毅等.跳频网台分选中跳频规律的分布情况数据分析[J].电子对抗，2002年第5期
[3]邵国培.曹志耀等编著，电子对抗作战效能分析[M]，出版社，297-302.