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逆变电源范文1
关键词：地铁车辆；辅助电源；节能
辅助电源系统是车辆牵引控制系统的重要组成部分。SIV为车辆客室空调机组及通风装置、空压机、电加热器、交流照明等交流负载提供三相与单相交流电源；充电机为车载各系统控制电路、直流照明、电动车门及车载信号与通信设备提供直流电源并给蓄电池组充电。辅助电源系统工作的安全性、可靠性对车辆正常运营具有重要影响。在车辆设计的前期就需要对系统的构成、容量范围、功能与性能要求等进行计算、分析和对比，选择合适的系统及设备、合适的参数来构成最优的辅助供电系统，满足车辆运营要求、降低系统的全寿命周期成本。
1、直接逆变方式
直接逆变辅助电源电路结构原理是地铁车辆辅助逆变电源最简单的基本电路结构形式。开关元器件通常可采用大功率GTO，IGBT或IPM。辅助逆变电源采用直接从第三供电轨受流方式，逆变器按V/f等于常数的控制方式，输出三相脉宽调制电压向负载供电。这种电路的特点是电路结构简单、元器件使用数量少、控制方便，但缺点是逆变器电源输出电压容易受电网输入电压的波动影响，输入与输出不隔离，输出的电压品质因数差、谐波含量大、负载使用效率低。
2、斩波降压逆变方式
斩波降压加逆变方式的辅助电源电路结构主要由单管DC/DC斩波器、二点式逆变器、三相滤波器、隔离变压器和整流电路组成。逆变器输出经过三相滤波后，输出稳定的正弦三相交流电压，作为驱动空调机、风机等三相交流负载电源，同时三相交流电压经变压器和整流后，可实现电源的多路直流输出。其特点如下。三相逆变器输出电压不受输入电网电压波动的影响，DC/DC斩波的闭环控制可以保持逆变器输入电压的恒定。每台辅助逆变电源斩波器只需一只大功率高压IGBT元件，逆变器可以采用较低电压的IGPT元件。由于逆变器输入电压恒定，对于只要求#+#，控制的逆变器来说，只需要一定数量的梯波输出，即可保证逆变器输出稳定的脉宽调制电压，谐波含量小于5%。斩波器分散布置在每台车的电源上，机组结构统一。对于供电网，虽然每台电源斩波的开关频率相同，但它们之间的斩波相位差是随机的，同样可实现斩波器多相多重斩波作用。隔离变压器的使用实现了电网输入与输出负载之间的电气隔离。（图一）
3、两重斩波降压逆变方式
与单管直接DC/DC斩波降压逆变方式的辅助电源电路基本相同，两重斩波器替代了DC/DC单管斩波器，开关元器件可采用GTO或IGBT。其特点是采用两重斩波器，当上、下两个斩波器控制相位互相错开180°时，可以使斩波器的开关频率相应提高一倍，因而可大大减小滤波装置的体积和重量，降低逆变器中间直流环节电压的脉动量，提高辅助逆变电源的抗干扰能力。两重斩波器闭环控制起到了稳压和变压作用，因此可提高逆变器的输出效率。两重DC/DC斩波器与单管斩波器相比，开关元器件和斩波器的附件多了一倍，但管子的耐压可降低一半，提高了元件的使用裕度和设备的安全可靠性。直流供电网与负载之间的变压器隔离以及相应设计的滤波器，可以保证逆变器输出的三相交流电压谐波最小，且可降低对负载过充电压的影响，提高负载的使用寿命。
4、升降压斩波逆变方式
升降压斩波加逆变的地铁辅助电源的前级斩波是由一个平波电抗器及两个开关管、二极管和储能电抗器构成，升降压斩波器本质上相当于两相DC/DC直流变换器，控制系统采用PWM控制方式。两个开关管交替通断，按输出电压适当地控制脉冲宽度，可以获得与输入电压相反的恒定直流输出电压。后级逆变输出由两点式三相逆变器和三相滤波器组成。斩波器和逆变器开关元器件可采用GTO或IGBT，IPM等。此电路的特点是：电网电压的波动不影响斩波器输出电压的恒定稳定，当电网电压高于斩波器输出电压时，斩波器按降压斩波控制方式工作；当电网电压低于斩波器输出电压时，斩波器按升压斩波控制方式工作。两个开关管的交替导通和关断，提高了斩波开关频率，降低了储能电抗器体积和容量以及开关器件的电压应力，减小了输出电压的脉动量。
综上所述，采用静止辅助逆变电源代替传统的直流发电机组供电装置，已是地铁与轻轨城市轨道交通发展的必然趋势。静止辅助逆变电源方案的选择，应结合国内电力电子技术的发展、元器件的使用水平以及国外地铁电动车组辅助逆变电源的发展方向，研制和开发出适合我国城市轨道交通地铁和轻轨车辆的辅助逆变供电系统。地铁静止辅助逆变电源的研制成功标志着我们已具备了开发和生产国产化地铁辅助电源的能力。
参考文献：
逆变电源范文2
关键词：计算机仿真技术 级联 全桥逆变器 Saber软件
中图分类号：TM912 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2016）09（b）-0001-03
Abstract： The paper based on Saber simulation technology， by means of principle analysis， computer simulation and prototype experiment， a high-efficiency， high-power density， Low harmonic component cascaded inverter. Computer simulation technology play an important role in schemes selection， parameters design， loop design， stability analysis and other links， reduces the development period and the cost considerably. The prototype has high system stability and Reliability. A conclusion has been drawn that computer simulation technology was not only beneficial to theoretical study and teaching， but also has important significance in engineering practices.
Key Words： Computer simulation technology； Cascaded； Full-bridge inverter； Saber simulation software
S着计算机技术的飞速发展，计算机仿真技术在电力电子技术的研发中占有日益重要的地位。利用仿真软件，研发周期和成本大大缩减，仿真具有相当的精确性，在实际调试阶段仿真结果具有可观的可参考性。计算机仿真技术在国内的部分大型企业、高校、研究所已经引起了重视，然而中小企业的研发往往忽略仿真步骤，依靠经验来尝试并确定器件参数。目前主流仿真软件主要有以下几种，PSPIC较适合小功率场合，然而它在磁性元件的仿真上不尽如人意，运算速度较慢；MATLAB兼容度很高，运行速度较快，控制系统运用较多，但MATLAB中的器件多为理想模型，精确性较差，仿真结果与实际有较大不同；Saber器件库中包含大量主流实际器件型号，并且根据用户要求可建立特殊的器件仿真模型，进行系统级的混合信号仿真，运算速度快，精确度高，仿真结果与实际情况接近。该文选择Saber软件对级联式全桥逆变电源的LC滤波器设计进行仿真分析。
1 相移载波SPWM级联式全桥逆变器的工作原理
两级级联式全桥逆变电源的功率电路由两个单相全桥逆变器串联组成，如图1所示，它具有两个相互独立的直流输入电压E1、E2，桥臂输出电压UAB经过LC低通滤波器后输出电压为正弦交流电。级联式全桥逆变器的控制电路中，包含电压电流双闭环控制，各个H桥都采用单极性倍频SPWM控制，H桥之间采用相移载波SPWM控制方式，开关管控制规律如表1所示。
2 SABER仿真
在对系统进行仿真之前，首先要利用Saber Sketch建立正确的仿真模型，在Parts Gallery中根据分类寻找需要的器件，正确连接各器件，最后在Porperty Ediotr对话框中定义各个器件的参数。搭建仿真模型完成后，要对仿真模型进行直流分析（DC Analysis），找出电路的DC工作点，之后可进行瞬态分析（Transient Analysis）、小信号频响分析（Small-Signal Frequency Analysis）等。仿真结果波形用Saber Scope查看，且可对波形进行计算和测量。
2.1 仿真系统的构成
仿真模型遵循实际电路的结构，由功率电路及控制电路组成，仿真模型的功率电路如图2所示。
2.2 仿真结果及分析
仿真参数：输入电压E1=E2=90 VDC，开关频率f=20 kHz，基波频率f0=400 Hz，输出滤波电容为6.8μF，电感为60μH，图3为仿真波形。
3 实验结果
原理样机的参数与仿真一致，两级级联式逆变器工作在额定电压、额定功率下的实验波形。图4为原理样机的实验波形。（1）总桥臂输出电压UAB；（2）电感电流；（3）驱动波形；（4）滤波后的输出电压。
表2给出了样机在满载工况下的实验数据。基于计算机仿真技术辅助设计开发的该级联式逆变电源具有较好的外特性，具有高效率，且重量仅800 g，具有高功率密度，THD=0.7%。
4 结语
在该文所提及的两级级联式样机研发过程中，计算机仿真技术起到至关重要的作用，在前期选择方案时，运用计算机仿真技术大大提高了效率和正确率；在中期设计各器件参数时，计算机仿真结果具有重要的参考价值。基于理论分析计算与计算机仿真技术，在实际调试过程中做了有限的修改就得到了理想的效果。通过计算机仿真与实验调试的合理结合，研发了一款具有高效率、高功率密度的级联式逆变电源，计算机仿真技术不仅适用于理论研究和教学，在工程实践中也具有非凡的意义。
参考文献
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逆变电源范文3
【关键词】重复控制 模糊控制 变结构控制 逆变电源
【中图分类号】TM464 【文献标识码】A 【文章编号】1674-4810（2013）10-0178-01
一 引言
逆变电源如何抑制谐波是一个重要问题。模糊控制能提高系统的动态性能，但对周期性扰动控制效果不佳；重复控制对周期性扰动控制效果良好。基于以上特点，为解决单一控制方案的缺陷，利用不同控制方案进行优势互补，组成变结构复合控制方案。结果表明，该方案使系统具有较佳的动、静态性能。
二 复合控制结构
为改善系统的性能，本文提出了基于模糊控制、重复控制的变结构方案，其结构见图1。
本文所提出的变结构控制是根据误差对系统的动、静态性能进行变换控制。重点是先确定误差变量值e0，再根据误差e的值选择不同的控制器：当e≥e0，偏差较大，应用响应速度快的模糊控制器；当e
三 仿真结果
为验证重复控制、模糊控制变结构控制方案的优越性，在Simulink环境下进行仿真。非线性负载是产生谐波的主因，故本文以整流桥（非线性）负载为例进行研究。
以下分别为逆变器带整流桥负载时的输出电压波形（注：图中1表示给定电压，图中2表示输出电压，图中3表示输出电流）。
从图中可看出，逆变电源带整流桥负载，采用模糊控制，系统响应快，稳态误差较大；采用重复控制时，稳态误差小，但在第一个周期，电压波较大；图4为变结构控制，系统速度更快，稳态误差更小。因此变结构复合控制更优。
四 结论
本文提出了变结构控制方案。误差较大时采用模糊控制使系统具有较快的响应速度；误差较小时采用重复控制提高系统的稳态精度。变结构控制对系统动、静态性能进行切换，使系统具有两种控制方案的优点，具有较高的控制性能。
参考文献
逆变电源范文4
【关键词】现场总线;逆变数字电源;MATLAB仿真
逆变电源的并联运行，能够有效实现功率合成，易于组成积木式、冗余化以及智能化的分布式大功率电源网络系统，是现代电源的技术发展的主要方向。
一、逆变并联技术概述
要实现逆变器的并联，必须保证：①各逆变器的输出电压频率、幅值、相位均保持一致;②各逆变器均分负载，即负载电流要在各逆变器间均分，否则承担较大负荷的逆变器有可能超过额定功率而烧毁，或因长期功率不均分而造成各逆变器老化程度不一，从而大大缩短使用寿命，降低其可靠性。
以下通过两台逆变电源并联为同一负载供电为例对逆变并联技术进行分析。图1为该逆变供电系统的等效电路。设电源U1的相位角为，电源U2的相位角为，负载ZL两端电压为U0∠0。
通过简单电路分析可以得出：电源U1的输出电流I1=，输出无线功率Q1=。逆变系统电压和输出电压间的相位差正常情况下都相对较小，一般可近视认为cos1，sin，则P1，Q1;同理，逆变电源U2输出有功功率为P2，Q2。设X1=X2，则可以得出以下结论：在逆变电源系统中，逆变器间输出相位差影响逆变电源的有功功率，导致系统中存在有功环流;逆变单元输出电压幅值差影响逆变电源的无功功率，导致系统中存在无功环流。
图1 逆变供电系统的等效电路
二、现场CAN总线分析
CAN总线是一种多主总线，同轴电缆、双绞线以及光导纤维都能做作为CAN总线的通信介质，最大波特率可达1MB/s。数据链路层功能和CAN协议物理层功能被集中在CAN总线通信接口中，能够对位填充、循环冗余检验、数据块编码以及优先级判别等工作的数据进行成帧处理。CAN总线为了有效避免总线冲突，应用了非破坏性仲裁技术，即在两个节点同时向网络上传送信息时，优先级低的节点主动停止数据发送，优先级高的节点能够不受影响地进行传输数据。为保证CAN节点在出现严重错误的情况下不影响总线的其他操作，CAN总线具有自动关闭输出的功能，在CAN节点出现严重错误的情况下自动切断和总线的联系，以保障总线其他操作的正常运行。
摒弃传统的站地址编码，并采用通信数据块来进行编码是CAN通信协议的最大特点。CAN总线采用通信数据块进行编码能够在理论上是网络类的接点个数不受到限制，采用11位或29位二进制数来组成数据块的标识码，该数据编码方式能够使不同节点同时接收相同数据，通常被广泛应用在分布式系统中。为保障通信的实时性，CAN通信协议采用的最大为8字节的数据段来进行数据传输，以保证总线占用的时间。为了保证数据通信的可靠性，CAN通信协议的校验采用的是CRC检验，并具备进行相应错误处理的功能。
三、基于DSP2407A的CAN总线设计
该CAN总线设计采用的DSP2407A是美国TI公司专为数字控制设计的高性能16位定点数字信号处理器，同时具备了DSP高速信号处理能力和控制的优化电路能力，广泛应用于数字系统中。DSP2407A系统主要是由40MIPS的低电压3.3V CPU、事件管理器模块、片内存储器以及片内集成外设组成。同时包含专用于电机控制的事件管理器模块EVA和EVB，每个事件管理器模块包括通用定时器（GP）、正交编码脉冲电路、全比较单元以及捕获单元。CAN控制器中的6个邮箱会自动完成总线上的数据收发，通过设置每个邮箱中的屏蔽寄存器可实现对总线数据的筛选以移除一些无意义数据。
（一）系统硬件结构设计
CAN总线设计在硬件结构设计方面采用的Mircrochip公司生产的MCP2251型CAN总线收发器，该总线收发器是一个可容错的高速CAN器件，能够作为CAN物理总线接口和CAN协议控制器接口，同时为CAN协议控制器提供差分收发能力，符合ISO-11898的相关标准;也能够满足24v电压要求，工作速度可以达到1Mb/s;具有待机、高速以及斜率控制3种操作模式RS引脚选择。本系统采用斜率控制模式，通过限制CANL和CANH的上升下降时间来减少EMI。图2为CAN总线设计的硬件结构设计图。为提高CAN总线各节点的抗干扰能力，实现CAN总线接点的电气隔离，MCP2551与DSP 2407A的CAN控制器之间加一个光耦隔离6N137。
图2 CAN总线硬件结构设计图
（二）系统软件结构设计
本逆变电源系统采用的是争主的主从控制策略。所有从模块的同步信号、电流瞬时幅值基准取自主模块。同时主模块是动态确立的，能够更好地适应并联冗余的相关要求，有效避免由于主模块故障而导致整个系统工作瘫痪。各个模块都要定期广播一个“争主”请求，若尚未确立主模块或已经确立的主模块故障，则最先发出“争主”请求的模块就可以成为新的主模块。采用这种争主的主从控制原则，能够保证在某一主模板失效时，其他模块竞争成为主模块来代替原有的主模块，有效保证不会由于一个主节点的瘫痪而导致整个逆变模块通信的瘫痪。
对DSP2407A的CAN总线控制器的编程主要是利用邮箱进行数据的发送。DSP2407A的CAN总线控制器配置了6个邮箱，0号和1号用于接收，4号和5号用于发送，2号和3号可配置。将3号邮箱设置为非法送广播邮箱，2号邮箱设置为接受为非广播邮箱，4号邮箱设置为发送广播邮箱，0号邮箱设置为接收广播邮箱。该通信系统采用的是一个主节点和多个子节点的方式，4号邮箱会在一定的时间定期通过广播的形式向总线发送争主请求，来验证主节点是否出现故障。0号邮箱能够接收并区分着两种信息，同时判断自身地位，决定是否利用4号邮箱来进行争主请求的发送。2号邮箱用于接收主接点的控制信息，同时通知3号邮箱发送相应的响应信息。该软件系统信息发送流程如图3所示。
图3 软件系统信息发送流程图
四、Matlab仿真试验
为保证上述方案的准确性和可行性，在Matlab 6.5软件平台进行了系统仿真实验。相关仿真参数如下：输入电压DC 48V，单台输出电流14A（220Vac，3kVA），L=2.7mH，C=4.5μF，输出频率50Hz。逆变器控制采用电压电流双闭环控制，两个逆变器并联。采用变步长的ode23tb仿真算法，仿真时间为0.05s，采样时间为0.002s。电流环采用比例控制器P，电压环采用PI控制器。Matlab仿真实验结果：并机时，两台逆变器输出电流分别为6.8A和6.9A，具有良好的均流度。
五、结束语
现场总线控制技术能够方便地构建分布式逆变电源局域控制网，推动了交流电源系统从传统的集中式供电向分布式供电乃至智能电源系统供电模式发展，是实现系统智能化控制的有效方式。本文将现场CAN总线应用到并联逆变电源系统中，有效解决了并联逆变电源普遍存在的环流问题，提高了系统的稳定性和抗干扰性。
参考文献
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逆变电源范文5
关键词： ATmega8； TL494； 逆变器； 正弦波
中图分类号： TN710?34； TP271 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）08?0149?04
0 引 言
在风电行业中，经常需要在野外对风机进行维修，这时必须为各类维修工具和仪器进行供电。因此，设计一种便携式、低功耗、智能化的正弦逆变电源来为这些设备供电是十分必要的，可大大提高维修风机的效率。本文正是基于这种情况下而设计的一种基于单片机的智能化正弦逆变电源。
1 正弦逆变电源的设计方案
本文所设计的逆变器是一种能够将 DC 12 V直流电转换成 220 V 正弦交流电压，并可以提供给一般电器使用的便携式电源转换器。目前，低压小功率逆变电源已经被广泛应用于工业和民用领域。特别是在交通运输、野外测控作业、机电工程修理等无法直接使用市电之处，低压小功率逆变电源便成为必备的工具之一，它只需要具有一块功率足够的电池与它连接，便能产生一般电器所需要的交流电压。由于低压小功率逆变电源所处的工作环境，都是在荒郊野外或环境恶劣、干扰多的地方，所以对它的设计要求就相对很高，因此它必须具备体积小、重量轻、成本低、可靠性高、抗干扰强、电气性能好等特点。
针对这些特点和要求，研究一种简单实用的正弦波逆变电源，以低价实惠而又简单的元器件组成电路来满足实际要求，定会受到市场的普遍欢迎。当前，设计低功率逆变电源有多种方案，早期的设计方案是直接将直流电压用关管进行控制，在50 Hz方波的作用下，产生220 V的方波逆变电压。
但随着用电设备对逆变电源性能的要求不断的提高，方波逆变电源在多数场合已被淘汰，而正弦波逆变器的应用已成为必然趋势。现在，市场上低功率正弦波逆变电源的主要设计方案有3种。
1.1 一次逆变的正弦波逆变电源
该方案也是将要逆变的直流电压直接加到关管上，然后采用数十倍于50 Hz的正弦化脉冲宽度调制脉冲串对开关管直接进行驱动，之后对输出的电压实行“平滑”处理，进而获得类似于正弦波的连续变化的波形，这种方法的优点是电路一次逆变，高效而简单、但变压器过于笨重，没办法满足体积小，重量轻的要求。
1.2 多重逆变的正弦波逆变电源
该方案是将驱动开关管的50 Hz信号，分成若干相位不同而频率相同的驱动信号，分别驱动各自的开关管，使得各自的输出电压也错开一定的相位，然后再进行叠加处理，输出多阶梯的阶梯波再进行滤波就能输出所需的正弦波电压。此种方案电路较为复杂，一旦有一组开关管失效，输出的波形就有很大的失真。
1.3 二次逆变的正弦波逆变电源
随着高频开关管技术的日趋成熟，逆变电源的电路设计趋向于先变压，后变频，即先将直流电压转为高频交流电，再将高频交流电转换为50 Hz的正弦交流电源，其原理框图如图1所示。
由于开关管的价格低廉，因此组成图1的单元电路性价比高，当前市场上以此种设计方案来生产低功率逆变电源的居多[1]。
2 基于单片机控制的正弦波逆变电源
在以上列举的三种逆变电源设计方案当中，以二次逆变的正弦波逆变电源为佳。按照这种思路，早期的具体电路解决方案多采用PWM控制芯片如TL494，SG3524，SG3525A等，以固定的频率去控制DC?DC和DC?AC部分的开关管，并采用修正电路对输出的波形进行修正，以期达到正弦波的要求。但这种纯PWM芯片控制的电路，对于元件的老化、发热、受到干扰等情况无法自动加以修正，或者修正能力差，往往使得在实际的应用当中经常出现电路故障。随着单片机技术的发展，设计人员不断想将单片机引入到正弦逆变电源的控制当中，但对于高频部分的控制，低成本的单片机完成不了这个功能，高成本的单片机又会降低性价比，故本文提出了另外一种设计方案，就是采用低廉的ATmega8单片机，配合TL494，IR2110和开关管，构成一个体积小，成本低，控制能力强的正弦波逆变电源，其方框图如图2所示。
由图2可见，整个系统主要由ATmega8单片机进行控制，TL494和IR2110是否工作，全由单片机根据反馈信号作出调整。高频开关管及驱动输出部分采用单相全桥逆变电路构成。具体工作原理是采用ATmega8单片机作为系统控制的核心，利用TL494能产生高频PWM信号的功能，通过单片机对其脉冲宽度进行控制并输出，以控制高频开关管组成的全相逆变电路，将低直流电压逆变成为高压方波，并通过整流滤波之后，送到驱动输出全桥逆变电路，由单片机控制IR2110输出工频驱动信号，控制输出驱动电路输出50 Hz，220 V的正弦交流电压[2]。
3 主要电路的具体设计
整个逆变系统的核心主要由单片机控制电路与检测电路、DC/DC变换电路、DC/AC输出电路组成。
3.1 DC/DC变换电路
如图3所示，由TL494组成了高频脉冲输出电路，该电路采用了性能优良的脉宽调制控制器TL494集成块。该集成块内含+5 V基准电源、误差放大器，频率可变锯齿波振荡器、PWM比较器、触发器、输出控制电路、输出晶体管及死区时间控制电路等。该集成块的第5、6脚分别外接了C1和R6组成了RC振荡电路，可促使TL494输出频率为100 kΩ左右的高频脉冲方波信号，并由单片机的PD7引脚对图中的DCDC端进行控制。通过控制第4脚的死区时间控制端，可调节输出信号的占空比在0～49%之间变化，从而控制输出端Q1PWM、Q2PWM的输出，而P端、VCC端和VFB端则分别接收来自负载，高频逆变输出电压、输入电压的反馈信号，与TL494内部的电路组成过压、过载保护电路，形成逆变器的第一级安全保护网[3?4]。
如图4所示为高频电压逆变电路，由4只IRF3205管构成全桥逆变电路，IRF3205采用先进的工艺技术制造，具有极低的导通阻抗，加上具有快速的转换速率和以坚固耐用著称的HEXFET设计，使得IRF3205成为极其高效可靠的逆变管。从输入端Q1PWM，Q2PWM输入的高频脉冲串控制这4个管两两导通，对VIN输入的直流低压进行斩波，然后经升压变压器后，逆变成高频交流方波，此时流通的电流为磁化电流，所以选取Philips公司生产的BYV26C超快软恢复二极管组成了全桥整流电路，该管子重复峰值电压为600 V，正向导通电流为1 A，其反向恢复时间30 ns，可以满足电路的参数需求，整流后的电压经滤波电路后输出直流电压260 V，送往DC/AC逆变电路，另外260 VDC经降压处理后作为作为反馈信号输入图3中的VFB端，作为高频逆变电压的反馈信号。
3.2 DC/AC输出电路的设计
DC/AC变换输出电路采用全桥逆变单相输出，其驱动输入波形则由单片机输出信号驱动半桥驱动器IR2110输出工频驱动信号，通过单片机编程可调节该输出驱动波形的D
IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，同时还具有快速完整的保护功能，因此它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。如图6所示，HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，因此，在本系统中，两片IR2110芯片的SD端共同接到单片机的PB0引脚，用于实时控制IR2110是否处于保护状态。IR2110的VB和VS之间的自举电容较难选择，因此直接提供了15 V恒压，使其能正常工作。
逆变正弦电压输出电路有两种调制方式，一种为单极性调制方式，其特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压，另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗，但又不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频），另一个桥臂始终为高频（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。另一种为双极性调制方式，其特点是4个功率管都工作在较高频率（载波频率），虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗[1，5]。如图6所示，本文的逆变输出电路采用了单极性调制方式，这样可以提高波形的平滑度，增加电路的可靠性。图6中的PWM1～PWM2分别接收来自图5的输出驱动信号，驱动由4个具有500 V耐压值的IRF840开关管组成的桥式逆变电路，将260 VDC逆变成220 V，50 Hz的交流电，经LC滤波后供给负载。图6中的IFB端和ACV端，分别和为电流和电压的采样，送到单片机的PC4和PC5引脚进行A/D转换，再由单片机将转换果用于功率计算和电路保护之用[1，6]。
3.3 单片机电路及编程
本文采用的是Atmel公司生产的ATmega8单片机来进行控制的，它的工作电压范围宽，抗干扰能力强，具有预取指令功能。这使得其理速度快，引脚输出电流大，驱动能力强，输出的脉冲信号无需放大可直接驱动步进电机驱动模块，端口全内置上拉电阻，均可作为输入或输出，具体情况通过编程灵活配置，基于以上优点，选择ATmega8L单片机作为控制器，不仅可提高系统整体性能，也可简化电路。
本文主要将它应用于整个系统的信号驱动， 温度检测，风扇控制，安全保护，数据显示等。ATmega8单片机分别采集来自系统电路的温度、电流、电压，并根据这三个参数的情况分别控制启动风扇散热，控制是否输出报警信号，控制SD端和DCDC端是否使系统处于保护状态，QA1～QA4则是输出50 Hz的驱动信号，具体的编程控制如图7所示。当系统启动后，单片机先检查系统的温度环境是否正常，不正常则启动报警，并提示出错代码，如果正常则启动高频逆变电路工作，并检测260 VDC是否正常，不正常则报警，正常则启动正弦逆变电路工作，并一直检测输出的电压电流是否正常，正常则输出，不正常则报警。
4 结 语
综上所述，基于ATmega8单片机控制的正弦波逆变电源的整体设计方案，可高效、便捷的为野外作业提供所需的交流电源，该电路目前已实验成功并投入到实际的使用当中。实践证明，本文设计出来的逆变电源具有体积小，重量轻，稳定可靠的性能。
参考文献
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逆变电源范文6
引言
现代化工业生产中高速电机和超高速电机被广泛应用于诸如高速机床，涡轮分子泵，离心机，压缩机，飞轮贮能以及小型发电设备等工业领域。为使一台电机的转速达到60000r/min，逆变器必须提供至少1000Hz基频的交流电。
目前，国内在高频逆变器领域的研究中，主要还是采用正弦脉宽调制（SPWM）技术[1]。近年来出现了在正弦波中注入零序信号的非正弦脉宽调制技术。电压空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）即是在正弦波中注入适当的三次谐波的非正弦调制技术，它的线性调制度较SPWM高15％，而且输出谐波小。由于空间矢量控制实时算法含多个乘法运算和矩阵运算，而使运算量大，所以，对CPU的运算速度和数据处理技术要求就更高。为实现SVPWM的在线运算，有人采用双CPU，双口RAM并行工作的原理，这样虽然高速性很好，但用两片CPU明显提高了设计难度和成本；而且在高频数字化控制领域，上述结构中CPU的数据交换和处理速度也将无法满足要求。本文针对全数字化高频SVPWM逆变电源对高速性、实时性、可靠性的要求，首先，改进了SVPWM算法，然后，在总结SVPWM开关模式后，提出了两种适合于高频SVPWM算法的优化开关模式，并在由TI公司高性能数字信号处理器TMS320LF2407A组成的频逆变数字控制系统中给予实现，同时进行了对比研究。
1 SVPWM的算法改进及两种优化开关模式
对于三相电压源型逆变器的6个开关管，用“1”和“0”分别代表上下桥臂的开、关状态，则开关信号共有8种组合，U1（100），U2（110），U3（010），U4（011），U5（001），U6（101），以及U0（000）和U7（111）。这8种组合，在复平面上，分别产生8种电压向量，如图1所示。其中U0及U7为零向量，6个非零向量构成了图中的六边形，并将六边形分为6个扇区。图中所示六边形内切圆和略小的同心圆分别表示SVPWM和SPWM的直流电压利用率。空间电压矢量法即是通过选取同一扇区中相邻两个非零矢量和适当的零矢量来合成一个等效的空间旋转电压矢量Uref（该电压向量在空间上理想轨迹是一个圆），调控Uref的频率、幅值和相位，即可实现逆变器输出电压频率、幅值和相位的控制。设T1及T2分别为同一扇区两相邻非零向量UX及UX±1，在同一个采样周期中对应的作用时间，T0为零向量作用时间，由SVPWM的原理可得式（1）。
图4 两种不对称的优化开关模式
TPWMUref=T1UX＋T2UX±1＋T0(UoorU7) (1)
对式（1），文献[2]给出T1，T2和T0的解，如式（2）。
式中：0?α?π/3，为Uref与A（或D）轴的夹角；
T1＋T2＋T0=T=TPWM，为控制周期；
m为调制度。
这种解法在Uref的幅值和相位已知条件下，可以精简控制算法，但在电机控制算法中，比如常用的转子磁场定向控制或气隙磁场定向控制中，电压的给定量[Ud，Uq]T通常是由电流内环id及iq通过电流调节器，或是文献[3]中所述，直接对id及iq进行定子电压解耦得到，而此时再用以上求解算法需先把给定量转换为Uref的向量表达式，这将会加大指令开销，不利于快速实时控制，所以，有必要对式（1）的求解方法进行改进。
设D及Q为固定于定子的坐标轴系，且D轴与电机A轴重合，Q轴超前D轴90°。通过式（3）可以进行磁势不变的坐标变换，得到对应于U1～U66个非零向量在D及Q坐标轴系上的表示，即U1对应S1（2/3，0），U2对应S2（1/3，1/）等，如图1中所示。
由式（1）及式（3）可以得到一种求T1，T2和T0的新方程组式（4）。
对于式（4），在软件中的求解是根据[SX，SX±1]所在的扇区数S（S=0，1，2，3，4，5）作一个关于[SX，SX±1]－1的长度为24（每扇区4个）的表格，存入DSP的程序存储器，在程序运行中进行查表计算，这样可以方便快速地进行矩阵运算，而且运算量小，速度快，适合于高频逆变电源的控制要求。此外，无论电机采用经典的V/F控制还是采用先进的转子磁场定向控制等，都可采用此改进算法。
由式（4）可知，只要各向量的开关时间满足T1，T2和T0的关系，即可实现电压空间矢量脉宽调制技术，对于开关状态的先后顺序及起点时间并无限制，这就为减少开关动作次数和减少谐波的优化控制提供了可能。图2列出了所有可能的空间矢量开关状态变化图，每个箭头表示一个开关动作。例如，从开关状态S0变到S1，至少需要1次开关动作，而从S1到S4则至少需要3次的开关动作。采用适当的开关模式可以减少每个采样周期内的开关动作次数，降低开关损耗，减小开关管的温升，从而保证高频逆变电源的安全运行。经过对比研究，可得出结论：优化的空间矢量开关模式在任意两相邻空间矢量转换中只有一次开关动作。图3及图4分别给出了扇区1中对称和不对称的SVPWM优化开关模式。它们的共同点是：在模式1的一个采样周期中同时用到了S0和S7两个零向量；而模式2只用到一个零向量，即S0或S7。图3中的模式1在一个采样周期中，3个桥臂有6次开关动作；该开关序列在加入死区后，仍是对称的。模式2在一个采样周期中，3个桥臂只有4次开关动作，开关损耗只有第一种的67％；但该开关序列在加入死区后是不对称的，会增加谐波分量。同理分析，图4中的两种模式较之图3中的两种模式，开关次数均减少了一半，但由于它们是不对称的脉冲模式，在输出电流中会造成较大的谐波含量，从而增大脉动转矩，使电机在高速运行时剧烈振动，会引起诸多不安全因素。所以，在高频SVPWM逆变电源中，图3所示的两种优化开关模式是其首选开关模式。以下将对之进行实验分析。
2 高频SVPWM逆变器的设计
2.1 硬件设计
高频逆变电源要求控制器能够在最短的时间内，完成全部控制运算。对各种单片机和DSP的性能进行比较筛选后，本文设计的逆变器数控系统采用TI公司DSP24x系列的最新成员TMS320LF2407A。该芯片具有同类DSP中最优越的一些性能，只需一片TMS320LF2407A即可实现高频SVPWM逆变电源数字控制系统的设计。在TMS320LF2407A时钟输入引脚上接20MHz晶振，后经内部锁相环倍频后得40MHz时钟频率，这样指令执行周期可缩为25ns，较C240DSP速度整整提高了1倍。另外，TMS320LF2407A还具有外部集成度更高，程序存储器更大，A/D转换速度更快的特点，且其独特的空间矢量PWM波形产生电路，更为完成高频SVPWM算法提供了方便，同时可使数字控制系统最小化。
对于输出频率为1000Hz的逆变器，开关频率至少要在20kHz以上，但是开关频率过高又会给DSP的运算及A/D转换带来压力。另外，死区时间在理想脉宽中所占的比例过大，对调制线性度也会造成不良影响，经权衡，本系统控制周期取为23.8μs，这样采用优化模式1时的开关频率为6的倍数42kHz，而采用优化模式2，开关频率仅为28kHz。普通的IGBT已经无法承受这么高的开关频率，所以，逆变器主电路采用分立MOSFET(IRFPC60)组成的三相桥式电路结构。为实现高频信号驱动，和最大地简化电路，硬件设计中除了采用贴片式DSP外，还采用IR公司的高压浮动MOS栅极驱动芯片IR2130。
图5为逆变器系统示意图。实际工作时，DSP在每个控制周期中经A/D采样频率给定信号后，根据V/F控制原理和改进的SVPWM算法，选择优化开关模式，来产生6路PWM信号，经高速光耦隔离后送IR2130驱动6个MOS管来带动一个三相感性负载工作。
IR2130为单电源＋15V工作；可直接驱动600V高压系统；自带硬件死区和欠压锁定功能与过流保护功能；通过外围自举电路，可同时驱动3个桥臂的6个MOS管。注意到采用图3所示优化开关模式2时，生成的PWM波中会出现一段长时间导通或关断的脉冲信号，这就要求IR2130的自举电容能够提供足够大的驱动电荷，否则，将无法驱动高端MOS管。自举电容所需的最小电容值，可由式（5）计算。
式中：Qg为高端器件栅极电荷；
f为工作频率；
Iqbs(max)为高端驱动电路最大静态电流；
Icbs(leak)为自举电容漏电流；
Qls为每个周期内，电平转换电路中的电荷要求；
Vcc为芯片供电电压；
Vf为自举二极管正向压降；
Vls为低端器件压降或高端负载压降。
图7 控制系统仿真模型
经计算并取安全余量后，采用4.7μF的CBB电容作为自举电容。
电路设计中考虑高频逆变器的安全运行，还通过DSP的信号采集，进行过、欠压，过流，过温等保护电路的设计。
硬件系统采用TOPSwitch反激式电源，分别为控制电路，驱动电路，保护电路提供＋5V，±15V等5路相互隔离的辅助电源。
2.2 软件设计
在软件编写中，根据高频逆变电源的控制要求，全部采用编译效率最高的汇编语言，这样可更有效地利用TMS320LF2407A的高速数据处理能力。同时，软件中尽量使用240x系列DSP的复合指令，如MPYA，SPAC，LTS，DMOV等，以最大程度地精简程序，减小DSP运算量。以下将结合改进的SVPWM算法，分别对两种开关优化模式进行编程。
2.2.1 优化模式1的纯软件波形生成法
该法从开关时间参数的计算到输出向量的选取，全部采用软件实现。软件由三部分组成，即主程序，定时器周期中断子程序和保护中断子程序。主程序负责各种初始化工作；保护子程序完成故障监控和故障处理功能。程序主体为定时器周期中断子程序，负责完成SVPWM的改进算法及模式1的PWM波输出。程序流程图如图6所示。
2.2.2 优化模式2的混合波形生成法
为实现优化模式2的开关动作，可利用TMS320LF2407A内部极大简化的电压空间矢量PWM波形产生硬件电路，即软件结合集成硬件的混合波形生成法。在软件中只要对相应的控制寄存器进行设置即可。必须添加的步骤如下：设置COMCONA寄存器使DSP工作于空间矢量PWM模式；查表并将每个控制周期中初始向量（UX）的开启方式写入到ACTRA.14～12位中，如U1的写入值为（100）；将“1”（“1”表示参考向量Uref为顺时针旋转，“0”表示Uref为逆时针旋转）写入ACTRA.15中；最后将T1/2写入到CMPR1寄存器，将（T1＋T2）/2写入到CMPR2寄存器。这样，空间矢量PWM波形产生硬件电路将根据初始向量和参考向量的旋转方向，自动选择模式2所示的优化开关组合。
3 实验结果分析
为验证本文提出的SVPWM改进算法和两种优化开关模式的实际效果，首先进行了MATLAB仿真验证。控制系统仿真模型如图7所示。由于数字化SVPWM逆变器模型实为一个离散控制系统，所以采用MATLAB中的S函数编程，来模拟SVPWM离散算法，只要改变S函数输出向量的时间和顺序就可分别实现两种优化开关模式的控制仿真，图7中cqc模块为S函数模块。
图8及图9分别为感性负载下两种优化模式在1000Hz输出时的仿真波形。其中uan及ubn为经过一阶RC滤波后的相电压波形，uab为RC滤波后的线电压波形，is－a为对应电流波形。由仿真波形可见，采用开关优化模式1时，相电压为典型的马鞍波形，其对应的线电压、线电流谐波含量很小，不过在一个采样周期中开关次数较多。而采用优化模式2时，相电压中出现了微小畸变，使得输出线电流谐波含量增加，但是它的开关损耗仅为前面的67％，这将有利于高频逆变器向更高的控制频率发展。可见二者各有优缺点。
图10及图11为在TMS320LF2407A最小控制系统下的实验波形，可见与仿真波形相似。实验样机设计输出功率为2000V·A，输入是220V，50Hz单相交流电,输出为可在0到1000Hz连续变化的三相交流电。由于IR2130自带2μs的死区，使得模式2的PWM波形不再具有对称性，这导致了实验中输出相电压马鞍波形畸变得更大些。但从线电压，线电流上看，两种方法所输出的波形均具有很高的正弦性。
另外，经过计算可知，改进SVPWM算法后，采用两种开关优化模式的周期中断子程序，TMS320LF2407A均可在7.2μs内执行完毕，而控制周期为23.8μs，这就为DSP完成其他更复杂的电机控制程序预留了足够的程序处理时间。
