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电流源范文1
关键词单片机;数控
中图分类号TM4文献标识码A文章编号1673-9671-(2010)041-0007-01
本文所设计的数控电流源采用PIC16F877A单片机为核心部件,键盘、显示、D/A、开关电源等模块为电路。
1设计要求和总体设计思路
1.1设计要求
本设计要求:输入220V,输出最高12V;通过键盘控制输出电流,步长为0.01A;采用LED显示输出电流,精度为0.02A;电流源稳流范围为(0.2-1)A。
1.2总体设计思路
本设计采用开关电源,以达到输出范围和精度以及纹波的要求。根据系统要求,采用D/A转换后,接运算放大器构成的功率放大来控制D/A的输入,从而控制电流值的方法。本系统主要由数控部分、电源部分和键盘显示电路组成。系统原理框图如图1所示。
图1数控电流源原理框图
2硬件电路设计及软件选择
根据数控电流源的设计要求,系统主要由控制模块、电源模块、D/A模块及键盘显示模块构成。
2.1控制模块的选择
本设计采用的是PIC16F877A单片机控制。与AT89C51单片机相比,PIC16F877A采用哈佛结构,能实现指令的单指节化,有精简指令集技术,寻址方式简单,I/O口驱动能力强,具备I2C和SPI串行总线端口,电路简洁,不仅便于开发,而且还可节省用户的电路板空间和制造成本。程序保密性强,有低功耗、宽电压设计,能将相当一部分器件结合到一起,使用方便,抗干扰性能提高。
2.2电源模块的选择
电源模块一般主要采用全桥整流加电容滤波电路、三端稳压集成电路外接扩流管和开关电源电路。全桥整流加电容滤波电路广泛应用于一些要求不太高的直流电流源中,其驱动能力和后级的滤波电容有关,该电路显著的特点就是能够比较好的满足电流的瞬态相应,而如果负载要求持续的大电流输出,该电路将无能为力。三端稳压集成电路外接扩流管既利用了稳压集成块良好的稳压性能,又能够有一定的电流输出,在一些高精度的线性稳压电源中被广泛采用,但是效果较差。开关电源的功率器件工作在开关状态,功率损耗小、效率高。与之相配套的散热器体积大大减小,同时脉冲变压器体积比工频变压器小了很多。因此采用开关电源的电流源具有效率高、体积小、重量轻等优点。
由于本设计对电源的要求比较高,尤其体现在对电源的功率和纹波电压的要求上。因此,在这里采用的是开关电源电路。
2.3D/A转换模块的选择
TLC5615为美国德州仪器公司1999年推出的产品,是具有串行接口的数模转换器,其输出为电压型,最大输出电压是基准电压值的两倍。带有上电复位功能,即把DAC寄存器复位至全零。它是串行输入的10位高精度D/A转换器,因此经转换的最终输出电压可以达到0V～10V。10位D/A,分辨率为1/2048,选采样电阻为15kΩ,D/A输出的分辨率能实现步进0.01A。
2.4软件的选择
Protel 99 SE软件设计系统是一套建立在IBM PC兼容机环境下的EAD电路集成设计软件平台。它具有电路原理图设计、PCB(印制电路板)设计、电路的层次化设计、报表制作、电路仿真以及逻辑器件设计等功能。
Microchip公司为PIC系列单片机配备了功能强大的软件集成开发系统Mp lab,该软件是一个集成多种单片机应用开发工具软件于一体的、功能完备的软件包。
本文采用Protel 99 SE软件设计系统进行PCB板的设计,Mp lab进行系统仿真。
3数控电流源的单片机程序实现
本文所采用的PIC16F877A单片机是Microchip公司开发的新产品,具有FLASH编程的功能,可以直接在单片机上进行如暂停CPU执行,观察寄存器内容等操作,是目前应用最广泛的一种PIC单片机。
单片机程序所要实现的功能是:独立键盘对PIC16F877A单片机输入数据,PIC16F877A单片机对获得的数据进行处理,并送到10位数模转换器TLC5615,实现对电流的控制。
在这里采用的是C语言编程,其优点是编写代码效率高、软件调试直观、维护升级方便、代码的重复利用率高、便于跨平台的代码移植等。主程序流程图如图2所示。
图2主程序流程图
表1实测部分输入电流与实际输出电流值及误差
4系统测试
本设计要求输出电流范围为0.2A-1A,恒流源模块采样电阻两端电压为200mV-2000mV,由电压值可以推算出数模转换模块的参考电压|Vref|至少为2V(Vref
表1所列的测试结果表明,本设计输出的最大误差为当输入电流为32mA时,输出电流为33mA,误差为1mA。而题目中发挥部分要求输出电流变化的绝对值≤输出电流的0.1%+1mA,即1.032,所以本设计测量出来的误差值达到了设计要求规定的误差值。
5结论
电流源范文2
关键词：工艺补偿；温度补偿；电流基准源
中图分类号：TN431文献标识码：A文章编号：1009-3044(2008)28-0218-04
Design of a New CMOS Constant Current Reference
ZHANG Yu-ming, WU Jing
(IC College,Southeast University,Nanjing 210096,China)
Abstract: Providing bias current into different blocks in any analog or mixed-signal system, constant current reference casts some important influence on the performance of a whole circuit . Byexploiting the physical relationship between K’and Vt across various process corners，we design a kind of circuit to deliminish the influence of variations of different process. Using a PTAT voltage reference, the circuit also can compensate power supply and temperature variations.The circuit is implemented by CSMS 0.6um process and simulated with candence spectre.The result show the circuit has high PSRR and can compensate process variations and temperature variations well.
Key Words: process compensate; temperature compensate; current reference
1 前言
恒定电流源是任何一个模拟或者混合信号系统密不可分的组成部分。电流基准被成比例或者镜像复制成为其他模块的偏置电流。基准电流源的变动将影响模块的静态偏置环境，同时影响整个电路的性能。以前构建的不同电流基准源的流程，任何一种都只补偿了温度，电源电压，和工艺三种参数中的一种或两种。
本文设计了一种同时对三种参数进行补偿的电路。
2 设计思路
工艺补偿：
对于MOS器件来说，工艺主要受跨导参数K'和阈值电压Vt影响。K'和Vt的变化主要受工艺参数tox和Nch影响，它们的值可以通过线性迭代的方法[1]来提取。通过比较不同工艺条件下K'和Vt的值，发现它们的变化遵循一定的规律。
本文使用的工艺环境nomal,ff,ss,fs,sf。其中nomal代表标准MOS器件，ff和ss分别代表快速MOS器件和慢速MOS器件。sf代表慢速PMOS和快速NMOS, fs代表快速NMOS和慢速PMOS。 根据提取的数据比较可以看出，在至少50%的工艺中，K'上升时伴随着Vt的下降，反之亦然。这种相反性可以被我们用来改进电路，此时我们假设漏电流的表达式是：
■ （1）
对上式求导得到：
■（2）
通过上式可以发现，K'和Vt向相反方向变化时，漏电流的变化可以减小，如果在某些工艺条件中K'和Vt的变化不符合相反性关系，可以通过增大Vgs减小漏电流的变化。在以下的讨论中，我们假设在所有的工艺条件下K'和Vt都符合相反性关系，该电路的电流源部分如图1所示。
在此电路中，有4个设计参数Vgs，α，β和γ，分别为M3管的栅源电压，M3管的宽长比，M1和M2管的宽长比，M4管的宽长比。所有PMOS器件的源极和衬底都被连接在一起，基准电流由下式表示：
■ （3）
假设是理想的NMOS电流镜，参考电流被修改成
■（4）
或者
■（5）
在方程（5）中，Vgs是恒定电压。α，β，γ 是PMOS器件各自的宽长比。为了使不同的工艺条件中的漏电流不变，得到：
■（6）
将（5）代入（6）
■（7）
方程两边同时积分，用VTP和KP'的标准工艺值消去积分常项，得到：
■ （8）
在方程（8）中，K'P,nom和VTP,nom是KP'和VTP在标准工艺条件下的值。
下面为确定α和β的设计流程：
1) 根据所需要的基准电流I，确定α，Vgs可以设置的比较大，通常为VTP,nom的两倍
■ （9）
2) 根据给定的工艺组合，确定β
■ （12）
3) 最后，根据所需要的基准电流，使用方程（5），可以计算得到γ。
温度和电源电压补偿:
电路的电压源部分用来对电压和温度补偿,如图2所示。
在（5）式给出的基准电流中，和电源相关的项只有Vgs。如果Vgs保持恒定，电流基准源就可以相对于电源变化保持恒定。可以通过在CMOS电流镜中使用长沟道器件和使用cascoding电流镜结构来提高电源抑制比。
对于温度补偿，（5）式给出的基准电源依赖于K'P和VTP，而这两个参数随温度变化。K'P的变化主要取决于漂移系数相对于温度的变化，VTP与温度的关系呈负斜率的直线。它们可以简单的用下式表示：
■（11）
K'PO K'P和VTPO是K'P和VTP在绝对零度时的值，随着温度的升高，K'P和VTP都将下降，这将导致基准电流的下降。为了使基准电流恒定，Vgs被做成一个如图2所示的PTAT电压源。
在图2中，R2 上的电压定义为Vgs，Vgs的 值可以被表示成
Vgs=(mPTAT)T（12）
此时， ■（13）
将（11）和（12）代入（5），得到
■此时 ■ （14）
为了补偿温度变化，方程（14）中唯一可以调整的变量是“a”,其值取决于α和β。α和β由（9）和（10）决定。这表明工艺补偿不能同时满足温度补偿。对于温度变化，
如果”a”接近于1，基准电流为
■（15）
如果“a”的值远小于1，基准电流为
■ （16）
方程（15）和（16）与温度的变化关系相反。所以可以将它们相加保证基准电流相对于温度恒定。将（15）和（16）相加，结果对于温度的微分为0，可得下式
■ （17）
式（17）给出了温度补偿下的β值，VTP的标准值被用来计算β，为了求VTPO，我们需要知道mTV，可以从模拟中得到。式（17）计算了温度补偿所需要的β，式（10）计算了工艺补偿时的β，两者之间可能相差很远，显然，必须在两者之间折中考虑。
3 电路结构与模拟仿真
电路结构与模拟仿真图见图3。
器件尺寸见表2。
整个电路采用0.5umCOMS工艺进行设计，使用Candence spectre软件进行仿真. 从模拟结果（图4）可以看出， 当VCC在4V到6V变化的范围内，输出电流变化约为2uA，小于2%。在5种不同的工艺条件下，温度相同时输出电流变化小于 5%（图5）。可见该电路可以在4V到6V的电源下适用于不同的工艺条件。
■
图4 输出电流与Vcc的关系
4 版图设计与验证
4.1 注意事项
1) NMOS和PMOS分别集中放置在版图的下方和上方，设计时依照DRC文件中P+区和N+的间隔的要求，合理安排之间的距离。这样做的目的，可以保证所有同类型的MOS管在同一个阱中，避免使用多个阱。
2) 某些MOS管的宽长比例过大，因此采用梳状结构以便节省芯片面积，如图6。
3) 电路中的电流镜结构在版图布局时采用对称结构，减小版图差异对电路性能的影响，如图7。
4) 为了消除latch up 效应，必须将有源器件的位置控制在井接触30um的范围内，并且尽可能增加井接触的面积 。
4.2 设计过程
开始设计时先要做到对每个器件的大小和总体布局心中有数，优先满足MOS管的布局，其次再考虑电阻，电容和三极管，对称器件在版图中也要使用对称图形，在实现版图使，先画独立器件，最后再使用金属线连接。同时要严格遵循DRC效验规则，例如接触孔的大小，金属线的宽度，金属接触的超出宽度等等。以下是完整的版图：
■
图8 完整版图
在设计完成之后要对版图进行DRC效验，修正版图中不符合晶元厂工艺要求的部分，完成DRC后，进行LVS效验，这一步是将版图和原理图进行比较，确保版图所实现的电路功能和原理图相同。
LVS通过把原理图转换成为网表（NETLIST）文件，把版图转换成GDS文件后，cadence能自动识别版图中和原理图不相一致的地方。对这些不相符的地方，要认真的修改。修改完成之后，一般先做LVS检测，没有错误之后再做一次DRC检查，以免和工艺规则的不符。
5 总结
以上展示了一种PVT补偿，无电阻的CMOS电流基准源电路，基准电流采用MOS器件的电流漏，通过调节K'和VT之间的物理关系来补偿工艺变化，通过使用PTAT电压基准，它可以同时补偿电源和温度变化，本电路在CMOS各种工艺中都展示出满意的效果，基准电流的变化被控制在标准值的 5%以内。
参考文献：
[1] Allen P E.CMOS模拟集成电路设计，附录B（CMOS器件性能）[M].北京:电子工业出版社,2007.
[2] Wang Zhenhua.Automatic VT Extractors Based on an n x n2 MOS Transistor Array and Their Application[J].IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS,1992,27(9).
电流源范文3
关键词：直流开关电源 控制电路 TOP247YN 电路
中图分类号：TN86 文献标识码：A
引言
目前，各种各样的开关电源以其小巧的体积、较高的功率密度和高效率正越来越得到广泛的应用。伴随着电力系统自动化程度的提高，特别是其保护装置的微机化，通讯装置的程控化，对电源的体积和效率的要求也在不断提高。可以说，适应各类开关电源的控制集成电路功能正在不断完善，集成化水平不断提高，外接原件也是越来越少。开关电源的研制生产正在日趋简化，成本也日益下降，而且集成控制芯片种类也越来越多。
针对开关电源，其中的控制电路部分发挥着很大作用，对于一个电路是否能够输出一个稳定的直流电压，反馈环节就显得尤为重要。如今，在直流开关电源中，大都采用PWM控制方式来调整占空比从而进一步来调整输出电压[1]。在开关电源中，控制电路通常都是采用集成控制芯片来加以控制。
在本文设计中，考虑到小型、高效的设计初衷，控制电路部分决定采用集成化程度较高的单片开关电源芯片TOP247YN，通过它可把MOSFET和PWM控制电路较好地集成在一起，这样可使得芯片电路更简单而实用，从而使得设计出的开关电源更加小型化。
1、 TOP247Y的基本工作原理及主要工作过程
在本文设计中采用的TOP247Y就是属于第四代开关器件。
其主要工作原理是：TOP247Y控制芯片是利用反馈电流IC来通过调节占空比D，从而达到稳定输出电压的目的，属于PWM控制类型中的PWM型电流反馈模式。当输出电压升高时，经过光耦反馈电路使得IC增加，则占空比将减小，从而达到稳压的目的[3]。反之亦然。
TOP247Y控制芯片内部主要工作过程：在启动的过程中，当滤波后的直流高电压加在D管脚时，MOSFET起初处于关断状态，在开关高压电流源连接在D管脚和C管脚之间，C管脚的电容被充电。当C管脚的电压VC达到5.8V左右时，控制电路被激活并开始软启动。在10ms左右的时间内，软启动电路使MOSFET的占空比从零逐渐上升到最大值。如果在软启动末期，没有内部的反馈和电流回路加载管脚C上，高电压电流源将转向，C管脚在控制回路之间通过放电来维持驱动电流。
芯片自身消耗的过电流是通过内部电阻RE转到S脚。这个电流是通过内部电阻RE控制MOSFT的占空比来提供闭合回路的调节。这个调节器有一个有限的低输出电阻ZC，可设定误差放大器的增益，被用在主要的控制回路。在控制回路中，动态变化的电阻ZC以及内部的C管脚电容可以设定主极点。当出现错误的情况时，如开环或输出短路时，可以阻止内部电流进入C引脚。
C引脚的电容开始放电到4.8V，在4.8V时，自动重启被激活，使得输出MOSFET关断，把控制回路钳位在一个低电流的模式。在高电压电流源打开，有继续给电容充电。内部带迟滞电源欠压比较器通过使高电压电流源通断来保持VC的电压在4.8V到5.8V的区域内。
2、开关电源芯片的电路选择
TOP系列的控制芯片的控制引脚C的电路基本类似，在本文设计中，C6选择0.1uF。电容C7选择47uF/10V的低成本电解电容。而串联电阻R8选择为6.8Ω/0.25W的电阻。■
参考文献
[1] 沙占友. 新型单片开关电源的设计与应用[M] . 北京：电子工业出版社， 2001.
[2] 杨 旭，裴云庆，王兆安. 开关电源技术[M] . 北京： 机械工业出版社， 2002.
电流源范文4
关键词：直流电源系统； 电能质量治理； 谐波； 滤波装置
中图分类号：TN911-34 文献标识码：A 文章编号：1004-373X(2011)24-0045-04
Quality Control of Electric Energy for DC Power System
LI Wei， LIU Xue
（College of Electronic and Control Engineering, Chang’an University, Xi’an 710062, China）
Abstract： The harmonics generated in DC power system endangers not only the power grid and other power users, but also the DC power system. The status quo of DC power system in a power substation is investigated. The problems existing in the DC power system are analyzed. Since the reasons that DC power supply system generates harmonics and disturbance to the power grid, an approach to remove the harmonic current in the DC power system is proposed by installing a power clean filtering device to reduce harmonic loss and improve power factor.
Keywords： DC power system; power qualitycontrol; harmonic interference; filtering device
0 引 言
近年来，随着国网公司同业对标的开展和建设坚强电网的需要,直流电源系统正日益受到重视。在理想的情况下，优质的电力供应应该提供具有正弦波形的电压。但在实际中供电电压的波形会由于某些原因而偏离正弦波形，即产生谐波。通常所说的供电系统中谐波是指一些频率为基波频率(在我国取工业用电频率50 Hz为基波频率)整数倍的正弦波分量，又称为高次谐波［1］。在供电系统中，产生谐波的根本原因是由于给具有非线性阻抗特性的电气设备(又称为非线性负荷)供电的结果。这些非线性负荷在工作时向电源反馈高次谐波，导致供电系统的电压、电流波形畸变，使电力质量变坏。因此，谐波是电力质量的重要指标之一。
目前直流用电量占总发电量的比重越来越大，特别是化工、冶金企业中，整流装置经过晶闸管脉冲周期性关断和导通整流后，会产生高次谐波，这些高次谐波电流流向电网，会严重地影响电网的质量。为保证供电系统中所有的电气、电子设备都能在电磁兼容意义的基础上进行正常、和谐的工作，必须采取有力的措施，抑制并防止电网中因谐波危害所造成的严重后果［2-3］。
1 直流电源系统
直流电源系统一般包括蓄电池组、硅整流器、绝缘监测装置、闪光装置、电压监察装置、直流母线、直流负荷等设备。直流电源系统是继电保护、自动装置和断路器正确动作的基本保证,其稳定运行对防止系统破坏性事故、设备损坏至关重要［4-5］。
2 电网谐波的危害
谐波对电力系统的污染日益严重，谐波源的注入使电网谐波电流、谐波电压增加，其危害波及全网，对各种电气设备都有不同程度的影响和危害。对具体设备的危害分析如下：
（1） 干扰通信设备、计算机系统等电子设备的正常工作，造成数据丢失或死机。
（2） 影响无线电发射系统、雷达系统、核磁共振等设备的工作性能，造成噪声干扰和图像紊乱。
（3） 引起电气自动装置误动作，甚至发生严重事故。
（4） 使电气设备过热，振动和噪声加大，加速绝缘老化，使用寿命缩短，甚至发生故障或烧毁。
（5） 造成灯光亮度的波动（闪变），影响工作效益。
（6） 导致变压器、电动机和备用发电机的运行温度（K参数）严重升高。中性线上的过电流（由谐波和不平衡引起）不仅会使导线温度升高，造成绝缘损坏，而且会在三相变压器线圈中产生环流，导致变压器过热。无功补偿电容器会因电网电压谐波畸变而产生过热，谐波将导致严重过流。
（7） 电容器还会与电力系统中的电感性元件形成谐振电路，这将导致电容器两端的电压明显升高，引致严重故障。照明装置的启辉电容器对于由高频电流引起的过热也是十分敏感的，启辉电容器的频繁损坏显示了电网中存在谐波的影响。谐波还会引起配电线路的传输效率下降，损耗增大，并干扰电力载波通信系统的工作，如电能管理系统（EMS）和时钟系统。而且，谐波还会使电力测量表计、有功需量表和电度表的计量误差增大。
3 谐波的产生
线性负载，例如纯电阻负载，其工作电流的波形与输入电压的正弦波形完全相同，线性负载的电流/电压只含有基波(50 Hz)，没有或只有极小的谐波成分。而非线性负载产生的是陡峭有脉冲型电流，而不是平滑的正弦波电流。这种脉冲中的谐波电流会引起电网电压畸变，形成谐波分量，畸变的程度取决于谐波电流的频率和幅值，进而导致与电网相联的其他负载产生更多的谐波电流。
近年来随着电力电子技术的广泛应用与发展，供电系统中增加了大量的非线性负载，如晶闸管整流装置和调压装置、低压小容量家用电器和高压大容量的工业用交直流变换装置，特别是静止变流器的采用，由于它是以开关方式工作的，会引起电网电流、电压波形发生畸变，从而引起电网的谐波“污染”。产生电网谐波“污染”的另一个重要原因是电网接有冲击性、波动性负荷，如电弧炉、大型轧钢机、电力机车、电动机变频调速器、固态回热器等，它们在运行中不仅会产生大量的高次谐波，而且会使电压波动、闪变、三相不平衡日趋严重，这不仅会导致供用电设备本身的安全性降低，而且会严重削弱和干扰电网的经济运行，形成对电网的“公害” ［6-8］。
另外计算机和荧光灯照明系统也属于非线性负载。像绝大多数办公室电子设备一样，计算机装有一个二极管/电容型的供电电源，这类供电电源仅在交流正弦波电压的峰值处产生电流，因此产生大量的三次谐波电流（150 Hz）。荧光灯照明系统也是一个重要的谐波源，在普通的电磁整流器灯光电路中，三次谐波的典型值约为基波（50 Hz）值的13%~20%，而在电子整流器灯光电路中，谐波分量甚至高达80%。这些家用电器虽然功率较小，但数量巨大，也是谐波的主要来源之一。
供电系统本身存在的非线性元件是谐波的又一来源，新的直流系统常使用附有蓄电池组的晶闸管整流电源，晶闸管整流电源和调压装置等的广泛使用是谐波产生的一大主要来源。
4 电能质量的治理与控制
电能质量的综合治理应遵循谁污染谁治理，多层治理、分级协调的原则。在地区的配电和变电系统中，选择主要电能质量污染源和对电能质量敏感的负荷中心设立电能质量控制枢纽点，在这些点进行在线电能质量监测，采取相应的电能质量改善措施显得格外重要。在并联电容器装置接入母线处的谐波“污染”暂未得到根本整治之前，如果不采取必要的措施，将会产生一定的谐波放大。
对于现有供电网络或待建电网中的电力污染情况，要进行仔细分析，通常解决的方法有两个：一是局部重组电网结构，分离或隔离产生电力污染的设备；二是使用电源净化滤波设备进行治理，通常电压谐波是由电流谐波产生的，有效地抑制电流谐波就会使电压畸变达到要求的范围［9-10］。本文通过安装电源净化滤波装置等手段，达到了提高电源品质和节能的双重效果。其主要手段如下所述。
4.1 串联电抗器
串联电抗器是指在电路中串联电抗器(电感)，无功补偿和谐波治理行业内的串联电抗器主要是指与电容器串联的电抗器，在并联电容器的回路中串联电抗器是非常有效和可行的方法。串联电抗器的主要作用是抑制高次谐波和限制合闸涌流，防止谐波对电容器造成危害，避免电容器装置的接入对电网谐波的过度放大和谐振发生。但是串联电抗器绝不能与电容器组任意组合，更不能不考虑电容器组接入母线处的谐波背景。电抗器在谐振回路中起的作用主要有以下几点：
(1) 降低电容器组的涌流倍数和涌流频率。降低电容器组的涌流倍数和涌流频率，以保护电容器和便于选择配套设备。加装串联电抗器后可以把合闸涌流抑制在1和电抗率倒数的平方根倍以下。国标GB50227-2008要求应将涌流限制在电容器额定电流的20倍以下(通常为10倍左右)，因此为了不发生谐波放大(谐波牵引)，要求串联电抗器的伏安特性尽量为线性，当网络谐波较小时，应采用限制涌流的电抗器。电抗率在0.1%~1%即可将涌流限制在额定电流的10倍以下，以减少电抗器的有功损耗，而且电抗器的体积小，占地面积小，便于安装在电容器柜内。采用这种电抗器是既经济，又节能的抑制谐波手段。
(2) 与电容器组构成全谐振回路，滤除特征次谐波。串联滤波电抗器感抗与电容器容抗全调谐后，组成特征次谐波的交流滤波器，可以滤去某次特征次谐波，从而降低母线上该次谐波的电压畸变，减少线路上特征次谐波电流，提高网络同母线供电的电能质量。
(3) 与电容器组构成偏谐振回路，抑制特征次谐波。该方法的先决条件是需要清楚电网的谐波情况，查清周围电力用户有无大型整流设备、电弧炉、轧钢机等能产生谐波的负荷，有无性能不良好的高压变压器及高压电机，尽可能实测电网谐波的实际值，再根据实际谐波成分来配置合适的电抗器。
(4) 提高短路阻抗，减小短路容量，降低短路电流。无功补偿支路前置了串联电抗器，当出现电容器故障时，例如电容器极板击穿或对地击穿，系统通过系统阻抗和串联电抗器阻抗提供短路电流。由于串联电抗器阻抗远大于系统阻抗，所以有效降低了电容器短路故障时的短路容量，保证了配电断路器断开短路电流的可能，提高了系统的安全、稳定性能。
(5) 减少电容器组向故障电容器组的放电电流，保护电力电容器。当投运的无功补偿电容器组为多个支路时，其中一组电容器出现故障时，其他运行的电容器组会通过故障电容器放电，串联电抗器可以有效减少这种放电涌流，保证保护装置切断故障电容器组的可能性。
(6) 减少电容器组的投切涌流，降低涌流暂态过程的幅值，有利于接触器灭弧。接触器投切电容器的过程中都会产生涌流，串联电抗器可以有效抑制操作电流的暂态过程，有利于接触器触头的断开，避免弧光重燃，引起操作过电压。降低过电压的幅值，保护电容器，避免过电压击穿或绝缘老化。
(7) 减小操作电容器组引起的过电压幅值，避免电网过电压保护。
接触器投切电容器的过程中都会产生操作过电压，串联电抗器可以有效抑制接触器触头重击穿现象出现，降低操作过电压的幅值，保护电容器，避免过电压击穿或加速绝缘老化。
4.2 加装滤波装置
为了减少谐波对供电系统的影响，最根本的思想是从产生谐波的源头抓起，设法在谐波源附近防止谐波电流的产生，从而降低谐波电压。防止谐波电流危害的方法，一是被动的防御，即在已产生谐波的情况下，采用传统的无源滤波方法(由一组无源元件：电容器、电抗器和电阻器组成的调谐滤波装置)，减轻谐波对电气设备的危害。另一种方法是主动地预防谐波电流的产生，即采用有源滤波的方法。
4.2.1 无源滤波补偿
目前，无源滤波补偿是实际应用最多，效果较好，价格较低的解决方案，它的结构简单，容量大，而且容易实现，但是存在着体积大，重量重等缺点。它包括三种基本形式：串联滤波、并联滤波和低通滤波（串并混合）。其中，串联滤波主要适用于三次谐波的治理；并联滤波是一种综合装置，它可以滤除多次谐波，同时提供系统的无功功率，是应用最广泛的电源净化滤波装置。
无源滤波补偿基本原理是无源滤波回路由电容器串联电抗器形成串联谐振，串联谐振对基波呈容性，电容对基波频率产生无功功率补偿，对谐波形成低阻抗，让谐波流入滤波器，典型谐波滤波回路有5次，7次，11次等高通滤波支路。无源滤波补偿的主要应用场合是对谐波量有限值和无功补偿要达到要求的电力用户（负荷），如整流设备、中频炉等。使用中应根据用户负荷及配电系统的实际测试进行精确分析和计算，然后选用产品。
随着冶金工业的快速发展，大型轧机、电弧炉、电石炉迅速增加，这些负荷除产生复杂的谐波电流外，而且无功和负荷变化大，使高压供电系统的母线电压波动并带来闪变，使得电能质量的几个指标同时出现。若用传统的无源滤波方法不满足负荷和无功快速变化的要求。因此必须采用电网动态补偿滤波的方法，冶金部门称为动态无功补偿，电力部门称静止无功补偿器（Static Var Compensator，SVC）。该装置对电网进行无功功率实时监测和动态无功补偿及谐波滤波。装置由两大部份组成，即用于无功补偿及谐波滤波的无源滤波器（称FC）和用于平衡感性负载的晶闸管控制电抗器（简称TCR），SVC装置适用于电力、冶金、化工、交通等行业中冲击性负荷。
4.2.2 有源滤波补偿
有源电力滤波器（APF）作为改善供电质量的一项关键技术，在国外已日趋成熟。APF按电路拓扑结构，可分为并联型、串联型、串-并联型和混合型。APF按电源类型，可分为单相、三相三线制、三相四线制及有源线路调节器（APLC）等。由于有源滤波器可以看作可控的电流源，因而可以主动快速（响应时间可在5 ms以下）补偿负荷的谐波、无功功率或不平衡电流，而且这些不同的电流成分可以按需要分别补偿，从而使非线性负荷流入系统的电流为基波电流、基波正序电流或纯基波正序有功电流。有源滤波补偿装置的原理是通过实时检测负载中的谐波和无功分量，控制PWM变流器，将与检测出的谐波和无功分量大小相等、方向相反的电流注入到供电系统中，实现滤除谐波、动态补偿无功、抑制谐振的效果。有源滤波器的原理图如图1所示。
4.3 增加整流装置的相数
高次谐波电流与整流相数密切相关，即相数增多，高次谐波的最低次数变高，则谐波电流幅值变小。一般晶闸管整流装置多为6相，为了降低高次谐波电流，可以改用12相或36相。当采用12相整流时，高次谐波电流只约占全电流的1％，危害性大大降低。
4.4 安装各种突波吸收保护装置
突波也叫浪涌，主要指的是电源刚开通的那一瞬息产生的强力脉冲,由于电路本身的非线性有可能有高于电源本身的脉冲，或者由于电源或电路中其他部分受到本身或外来尖脉冲的干扰叫做浪涌。它很可能使电路在浪涌的一瞬间烧坏,如PN结电容击穿、电阻烧断等。而浪涌保护就是利用非线性元器件对高频(浪涌)的敏感设计的保护电路,简单而常用的是并联大小电容和串联电感。
浪涌保护器，也叫防雷器，是一种为各种电子设备、仪器仪表、通信线路提供安全防护的电子装置。当电气回路或者通信线路中因为外界的干扰突然产生尖峰电流或者电压时，浪涌保护器能在极短的时间内导通分流，从而避免浪涌对回路中其他设备的损害。浪涌保护器按用途可分为电源保护器和信号保护器，在直流电源系统中主要使用电源保护器。它可以应用于各种直流电源系统中，如：直流配电屏、直流供电设备、直流配电箱、电子信息系统柜以及二次电源设备的输出端等。
5 结 语
解决直流电源系统中的谐波问题，必须要供电部门、电力用户和设备制造商三方面都以电磁兼容的思想为基本出发点。一方面，产生谐波的部门和单位要尽量限制谐波的发射水平；另一方面，供电部门和电力用户都要想方设法提高设备抗御谐波骚扰的能力。只有这样供、用、造三方面齐心协力才能搞好治理谐波这项系统工程的工作。
直流电源系统产生的谐波对系统本身及周边环境的影响不容忽视, 应该对其产生的原因、危害、计算分析以及抑制措施进行研究和探讨, 为今后抑制谐波的工作提供更有效、更合理的途径。
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电流源范文5
（1.武汉邮电科学研究院，湖北武汉430074；2.武汉烽火富华电气有限责任公司，湖北武汉430074）
摘要：随着智能电网建设的不断深入，全光纤电流互感器日益成为研究重点，其稳定性问题也逐渐受到人们关注。
通过研究全光纤电流互感器中的光源稳定性问题，针对影响其稳定性的温度和驱动电流这2个主要因素设计了不同的解决方案。在温度控制方面，提出2种温控电路设计方案，最后根据实际需求采用数字式温控电路。在驱动电流控制方面，基于传统控制方案，设计了一种基于光源光功率调节驱动电流的方案，并对两者进行了实验论证。实验结果表明新的方案提高了互感器光源的可靠性和稳定性。
关键词 ：互感器；光源；温控电路；驱动电流
中图分类号：TN709?34 文献标识码：A 文章编号：1004?373X（2015）20?0142?04
收稿日期：2015?03?12
Light source control of fiber?optical current transducerWU Tao1，LI Xiao2，FANG Bing2，CUI Xinyou2
（1. Wuhan Research Institute of Post &Telecommunications，Wuhan 430074，China；2. Wuhan FiberHome FuHua Electric Power Co.，Ltd.，Wuhan 430074，China）
Abstract：With the deepening development of the smart electric grid construction，fiber?optical current transducer（FOCT）has become the research focus，and its stability has been concerned gradually. The light source stability of FOCT is studied em?phatically in this article. The different solutions were designed according to the two main factors of temperature and drive currentaffecting on the stability. In the aspect of temperature control，two design schemes of temperature control circuit are put forward.Finally，the digital temperature control circuit was adopted according to the actual demands. In the aspect of drive current con?trol，based on the traditional scheme，the scheme of adjusting the drive current according to light source and light power was de?signed. The two schemes were verified in experiments. The experimental results show that the new scheme can improve the lightsource reliability and stability of the transducer.
Keywords：transducer；light source；temperature control circuit；drive current
全光纤电流互感器（Fiber Optical Current Trans?ducer，FOCT）拥有传统电磁式电流互感器和有源型电子式电流互感器所没有的诸多优良特性，目前已成为国际上电子式互感器产品研发的主流方向，其稳定性和可靠性问题也受到相关技术人员的重视。若想让全光纤互感器能够稳定且精确地测量电流，互感器系统光源必须能够输出稳定的光信号。
基于此，本文主要研究全光纤互感器中光源的驱动控制方式。首先概述全光纤互感器的基本结构和工作原理，分别针对影响光源光功率的两个因素即温度和驱动电流进行控制调节。首先对光源的数字式和模拟式温度控制电路进行设计和对比，比较两者优劣和取舍，再对两种具体光源驱动方式进行论述和研究，分析其稳定性和精确度，最后分别对两种驱动方式进行实验，分析实验数据，确定最佳的驱动控制方案。
1 全光纤电流互感器基本原理
全光纤电流互感器的系统结构如图1所示。其主要由SLED光源、光纤耦合器、光纤偏振器、相位调制器、光纤延时环、λ 4 光纤波片、传感光纤环、金属反射膜、探测器以及电信号处理与控制单元组成[1]。其中光纤偏振器的输出端与相位调制器输入端轴向成45°熔接。
SLED 光源发出的光信号经过一个光纤耦合器分光，输出光经过光纤偏振器得到线偏振光，然后其偏振方向与双折射相位调制器的轴向成45°角进入调制器，形成两束正交偏振光，两者相位差可由调制器进行调制，从调制器发出的光经过一个保偏光纤延时环后进入传感环。经过λ 4 波片后，两个正交的线偏振光分别被转化为左旋和右旋圆偏振光进入到传感光纤中。在电流产生的磁场作用下，由于法拉第效应圆偏振光的相位会发生变化。它们在反射膜端面处反射后，偏振模式互换再次穿过传感光纤，导致相位差加倍，获得的相位差Δ? =4NVI，其中N 为传感线圈匝数，V 为光纤传感头维德尔常数，I 为被测电流。反射的两束光通过λ/4光纤波片后，恢复为线偏振光在光纤偏振器处发生干涉，通过干涉光的强度提取法拉第相移来达到检测电流的目的，最终获得光的干涉强度可表示为：
式中：L 为光路线路损耗；S0 为光源发光效率；φM 为调制器调制信号。电气信号处理控制单元主要功能有探测干涉信号、解调电流信号、产生并控制调制器信号以及处理输出信号等[2]。光源处有专门的光源控制电路，通过互连排线实时地将光源各种状态信息传入信号处理控制单元，并上传至后端上位机方便监控和查看。
2 光源模块温度控制电路设计
SLED 模块光源对工作温度敏感，温度变化会引起发光功率变化和中心波长漂移，造成传输光信号不稳定，进而对传感性能产生较大的影响。因此稳定控制SLED模块的驱动电流以及管芯温度是至关重要的[3]。
在设计相关温度控制电路时，尝试了2 种设计方案：
（1）第一种是数字式控制电路，其基本原理如下：采用TI的DSP 芯片作为电路的主控制单元，收集光源状态信息并根据状态来控制光源。利用SLED 模块内部集成的热敏电阻作为温度传感器，将被控的环境温度信号转换为电压信号，然后将此电压信号与设定的目标温度所对应电压值进行对比，产生误差信号，其目标温度点可通过改变接入运放的标准电压值来进行设置，此信号经过后续积分放大，再通过一个脉宽调制线性放大器输出信号推动三极功率管，由此产生了一个闭环控制回路[4]，SLED 模块温度过高时，TEC控制电路控制制冷芯片加热，SLED模块温度过低时，TEC控制电路控制制冷芯片制冷，始终确保SLED模块工作在目标温度值下这个过程是不间断地进行着，此即为TEC部分的闭环控制模块，具体电路如图2所示。TEC控制电路产生的制冷电流控制信号IN+l由二极管电路进行保护，防止制冷/加热电流过大损害制冷芯片。制冷电流控制信号IN+l经TI的DRV系列驱动芯片转化为电流对制冷芯片进行驱动。该方案的优势在于能够实时上传光源状态信息，方便后续对光源进行相应的控制。
（2）另一种设计方案为模拟式电路。相对于数字式而言，主要的区别在于没有数字芯片作为主控制单元，恒定的驱动电流源也不再是由DSP芯片提供，而是交由标准电源芯片提供。另外不再采用TEC的闭环控制电路，而是将热敏电阻转换电压值经放大转换后直接与SLED模块的TEC管脚相连，省略了闭环反馈控制部分，做到了直接温度调控。这样做的好处是减少了回环过程中相关信号的时延，减少了温度反馈的滞后时间，从而能够实时控制光源光信号，使其保持稳定。但模拟式方案的缺陷在于没有主控制部分收集相关状态数据，因此该电路不能实时监测并上传光源信号的状态，从而不能及时排查系统运行过程中可能出现的问题。基于这些方面的考量，本系统最终选择数字式光源控制电路。
3 光源模块驱动电流控制
由激光二极管相关发光原理可知，在驱动电流和温度变化时，SLED的输出功率会发生变化。温控部分电路解决后，就需要控制光源驱动电流值。由光源技术手册可知，在恒温状态下，驱动电流的改变会影响到光功率从而影响后续的测量。
在数字式光源温度控制电路的基础上，开始采用传统“恒流源?温控”方案，即给光源一个恒定驱动电流，其值大小由DSP自带D/A模块设定，本系统在DSP程序中设置值为100，即能得到100 mA 的工作电流。这样便能够保证光源恒流驱动，温度控制则交由前面章节所述的温控反馈调节电路来进行调控。
该方案将易于控制的驱动电流保持恒定，将多变难以稳定温度通过相关控制电路进行动态调控，从而保证光功率维持不变。在随后进行的相关实验中，发现此方案的确在一定程度上保证了光源的稳定性[3，5]。但之后在试验中模拟环境温度突变的极端环境时，发现SLED光源光功率恢复稳定的时间过长。后续进行对比实验后发现主要原因是集成的热敏电阻测得温度变化后，后面的反馈调节光源温度过程存在滞后效应，不能很快地将光源结温调回去，从而对互感器的快速校正有很大影响[6?7]。由光源技术手册中光功率和驱动电流曲线关系可知，当驱动电流超过20 mA后，其与SLED光功率呈线性关系。因而后面在传统方案基础上，又重新构思了另外一种方案，即不管环境温度变化，根据光源光功率值变化情况，通过实时控制调节DSP程序中设定的驱动电流值来促使光功率回归稳定。由于光源光功率无法通过电路元器件实时测量，因此在光源控制电路中设计了一个光电采集模块，通过在电路中放置一个光电探测器将不易测量的光源光功率值转换成可被监测的电压值，将模拟电压值传入DSP 自带A/D 模块中，即可根据对比传入的电压值与标准光功率下的电压值变化来调节程序中的驱动电流值。
根据光电探测器技术手册，其响应度1.01 mA/mW，即采集电流I=1.01P，P 为光源光功率。采集电流经后面的积分运放放大，得到输出电压V=20 000 I。当V 的值相对发生变化时即可认为光功率在改变，DSP收到采集电压值之后与标准电压值比对，若变化则在程序中对设定驱动电流值进行微调，直到采集电压值趋近标准值为止。这种方案较传统方案而言，最大限度避免了温度调节的滞后效应，通过改变驱动电流值来保持光电探测器的电压值不变，从而确保SLED光功率尽快回稳，不再依赖于光源模块温度的稳定，加强了互感器系统的稳定性。
4 实验测试
对于上一节所述2 种方案来说，其主要差别在于DSP中的控制程序有所不同，因而在实验时先对旧程序的系统进行测试，再将修改后的程序烧录，进行试验。针对全光纤电流互感器本身的精度、线性度、温度性能的测试平台的基本原理如图3所示。
互感器测得的电流值转换为以光为载体的数字量传输到合并单元中，进行通信协议转换后发送给标准互感器校验仪中的校验程序。同时，标准电流互感器测量的电流值经过校验仪中的采集卡转化后发送给校验程序。函数发生器每1 s发生1次脉冲，同时刻分别对全光纤互感器与标准电流互感器采样多个点计算的有效值进行比对，从而校验全光纤电流互感器所测电流的幅值与相位的误差。其中传感器的测量数据率为10 000 次/s，经合并单元从采样为4 000 次/s 后发送给校验仪。测量幅度的误差定义为比差，描述为：
本次测试也是基于此平台，但考虑文章所述范围，这次主要针对温度特性，即模拟温度变化环境，分别针对2种方案进行测量，比较二者精度情况。因此需要将光源控制部分放入可调控的温、湿度环境控制室内对其进行大温度范围性能测试，根据国标规定，环境控制室温度设定范围为-40~70 ℃，互感器系统其他部分则保持常温不变。实验过程如下：先从室内常温逐步升温到70 ℃，再将温度降回室温，然后将温度从室温降至-40 ℃，在校验仪上每秒采样1个记录点，记录实时比差变化。2 种方案比差变化对比如图4 所示。在图4中，横坐标为记录的点数，图表分别为改进前后的比差和对应的环境温度变化。通过对比2种方案的比差变化，可以明显发现，两者测量采样相同数目的点，相对传统控制方案而言，改进后的方案采集点更加集中，比差变化幅度更小，曲线更加平稳，并且所有测量点比差均满足国标0.2 s 的精度要求[10]，证明该方案对光源稳定性的控制更好，更有利于互感器系统的可靠性。
5 结语
本文通过对全光纤电流互感器的光源模块控制进行研究，针对影响光功率稳定的两个因素，分别探讨并设计了光源温度反馈调节电路和光源驱动电流反馈调节方案，对不同方案进行比对选择，通过实验来判别方案的优劣。实验结果表明，通过实时调节驱动电流来稳定光源光功率的方案精度更高且稳定性更好。最后，确定了最终光源控制方案，采用数字式温度调节电路，利用动态调节驱动电流保持光源稳定。
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电流源范文6
2、其故障主要表现在：灯光暗淡;喇叭声音小；起动机起动木顺；运转缓慢等。
3、其原因主要有：
各联接线接头松动，造成接触不良。
发电机V带松，打滑。
硅二极管烧损一个或二个，走子绕组一相断开或对地短路。
电刷滑环接触不良。
调节器内部电路故障，牵制输出。
定转子气隙过大或磁极内部气孔过大。