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开关电源电路范文1
中图分类号：TP271.61 文献标识码：A 文章编号：1671－7597（2011）1210055－02
开关电源中，其核心是DC-DC变换器，DC-DC变换电路能够促使直流电压实现大范围的升、降，并且实现的效率较高、比较容易控制，因此其在工业控制和电力传输等领域中应用广泛。可是，DC-DC变换电路也可能存在一定的偏差，如谐波振荡误差等，产这些偏差将直接影响到电源系统的稳定性。而采取斜波补偿电路将有效改善开关电源系统的稳定性。
1 开关电源系统不稳定现象分析
下面主要分析谐波振荡等引起开关电源系统丧失稳定性的原理和原因。谐波振荡是由峰值电流取样和固定频率同时工作所形成的结果，其发生的原理如下图1所示。当开关电源的输入电压和负载发生变化时，从而会引起开关电源电流发生变化，即发生扰动，在扰动产生后，系统能否趋于稳定的运作，关键在于系统电流是否对扰动如何作出收敛响应。而系统电流收敛的发生一般有两种途径，一是在空占比（D）小于0.5时产生收敛，一是空占比（D）大于0.5时产生收敛。这两种收敛环境下，系统对扰动所表现出的稳定性状态是不同的，如图1所示。
图1 电流DC-DC下的电流谐波振荡
设I0为扰动没有发生时的电感电流初始值，设Δi0为电流上升时产生的扰动量，设Δi1为电流下降时产生的扰动量，设Δd为电感电流占空比发生的扰动量，设m1为电流在上升时所发生的斜率，设m2为电流在下降时所产生的斜率，它们之间的关系式如下：
所以，在m2/m1小于1时，也即D小于0.5时，电流扰动量即电流发生的误差Δin将会慢慢的衰减一直到零，从而使得系统趋于稳定；但是，如果m2/m1大于1时，也即D大于0.5时，电流扰动量即电流发生的误差Δin将会变得越来越大，从而致使整个开关电源变得不够稳定，系统失去控制，将严重影响着开关电源系统的正常工作，即DC-DC变换电路将不能正常工作，丧失其稳定性。
2 开关电源系统稳定性补偿电路的设计原理
2.1 控制电压斜率调整
由于电感电流在连续状态下，其占空比在百分之五十之下时，从而由扰动所导致的电流误差即ΔI将会在后面的一些周期内实现自动恢复，以实现正常的电流工作状态。可是，如果其电感电流的占空比在百分之五十以上，则在其后的几个周期内，其误差ΔI将不会减小反而有加大的趋势。这主要是因为，电感电流占空比>50%的时候，其电流衰减斜率m2跟上升斜率m1的比值大于1，上面已经说过，在m2/m1>1时，将会引起变换电路出现不稳定性，其发生的振荡将不会自动收敛。因此，解决这种问题的办法主要是要对m2/m1的值进行调整，即对电感电流斜率m1、m2进行补偿，从而实现m2/m1小于1的目的。所以，为了解决D大于0.5所产生的开关电源不稳定问题，应该对电感电流上升时所发生的斜率m1采取斜坡补偿措施，即使m1增大，也就是降低占空比D，使D减小到0.5以下。而使Δi0增加实际上是通过电流反馈的电压值（Vs）增加来实现的，这跟误差放大器的输出电压值（Vc）的减小是一样的，即实际应用中，Vs的增加和Vc的减小效果一样，致使Vs增加可能比Vc的减小更方便而已。主要电路设计应有两种方法，下面将进行论述。
2.2 补偿电路设计
下面对斜率补偿的电路进行设计。
1）控制电压补偿
控制电压补偿主要是在控制电压误差放大器输出电压值（Vc）上设置斜坡补偿电压而构成一个新的控制电压，将其输入到PWM比较器的一端，跟比较器的另一端的电流反馈电压值（Vs）进行比较。其补偿原理如图2所示：
图2 控制电压补偿
其中，设斜坡补偿中的电压斜率为m。通过几何方法从而求得一个周期
此式子表明了控制电压斜坡补偿跟开关电源的稳定性之间所存在的关系，即：① 如果在系统中没有设置斜坡补偿，也就是设m为0，这时，要想保证
开关电源的稳定，其必须使占空比小于0.5；② 如果在系统中设置了斜坡补偿，那么在补偿斜率m大于1/2m2时，即斜坡补偿斜率小于电流下行斜率的二分之一，则无论空占比D为0-1区间的任何取值， 将恒成立，从而表明开关电源始终是趋于稳定的。
2）电感电流补偿
采取电感电流补偿原理主要是在电流反馈Vs处加入斜坡补偿电压，电感电流补偿原理图如图3所示：
图3 电流斜率补偿
电流补偿主要在电流反馈电压值Vs上设置通过振荡器产生的振荡电路波形而形成的补偿电压，从而形成一个补偿后的反馈电压，将其输入到PWM比较器的一端，跟PWM比较器的另一端（设置为控制电压）即Vc进行比较，从而对芯片的占空比进行调控，调控的方法跟上面控制电压补偿中一样。通过电感电流补偿电路跟前面的控制电压补偿电路相比，其效果是相当的，只是看起来，电感电流补偿电路要比控制电压补偿电路简单、方便，因此，笔者推荐电感电流补偿的应用。
3 结束语
总之，开关电源往往因为电压电流双环控制的使用，从而导致一些扰动，如果扰动处理不当将影响到开关电源的正常工作，干扰信号将通过驱动信号输入到环路，从而在输出端形成谐波振荡。谐波震荡的产生一定程度上影响了开关电源系统的稳定性，其应该采取斜率补偿的措施予以纠正。其中可以采取控制电压补偿和电感电流补偿两种措施进行，即将m2/m1控制在1以下或者将D控制在0.5以下。但是，无论是控制电压斜坡补偿，还是电感电流斜坡补偿，其补偿斜率m要大于m2的二分之一，其斜率m越大，那么促使振荡衰减的速度将会越快，可是，补偿斜率m也不能过大，如果过大，将会造成过补偿。过补偿超过开关电源系统中电流限制指标，将会对开关电源系统产生其他影响，使开关电源的带载能力降低；同时，也会影响开关电源的瞬态响应性。笔者建议，在实际操作中，一般将m取值为0.7-0.8m2为最优，其能确保开关电源的稳定性。
参考文献：
[1]刘树林、刘健、钟久明，峰值电流控制变换器谐波补偿电路的优化设计[J].电力电子技术，2010（5）.
开关电源电路范文2
输入与整流电路
220V交流市电经电源开关和保险管进入抗干扰抑制电路，由于SD4841P内置振荡器有频率抖动功能，产生的电磁干扰较低，抗干扰抑制电路也较简单，只有一个电感LF1构成。经处理的220V交流电压经D1-D4桥式整流、C1滤波，在C1两端得到约300V的直流电压，作为SD4841P供电及启动电压。
启动与稳压电路
300V直流电压一路经开关变压器初级①-②绕组加至IC1（SD4841P）⑥、⑦、⑧脚内部功率开关管（MOSFET）的漏极（D），另一路经启动电阻R2加到SD4841P③脚（Vcc），对③脚外接电容C3充电，当Vcc端充到12V时，电路开始工作。电路启动工作后，改由开关变压器辅助绕组③-④产生的感应脉冲电压经D6整流、R3限流及C3滤波后产生的直流电压为SD4841P③脚（Vcc）供电。
稳压控制电路主要由光电耦合器PC1（817C）和电流比较放大器U1（TL431A）等元件组成，稳压取样电压取自3.3V，经R7、R6分压加到TL431A控制端R，当因某种原因使开关电源次级输出电压升高时，KA 431的控制端R电压也随之升高，使KA 431的K端电压下降，光电耦合器PC1（817C）内的发光二极管发光增强，光敏三极管导通增强而内阻减小，SD4841P④脚（FB）反馈端电压升高，经SD4841P内部电路处理后，使功率开关管（MOSFET）导通时间缩短，经开关变压器电磁耦合后，使次级各组输出电压下降至额定值，从而达到稳定输出电压的目的。当输出电压降低时，稳压控制与上述过程相反。
保护电路
1.开关功率管保护：在开关变压器的①-②绕组中接有由R1、C2、D5组成的尖峰电压吸收电路，在SD4841P内部功率开关管截止瞬间，抑制开关变压器①-②绕组产生的反向尖峰电压，保护SD4841P内部开关管不被过高的尖峰电压击穿。
2.欠压锁定：电源启动工作时，300V电压通过启动电阻R2对SD4841P③脚（Vcc）外接的电容C3充电，当充到12V时，电路开始工作。电路正常工作后，如果电路发生保护，输出关断，由于电路此时供电由开关变压器辅助绕组③-④提供，SD4841P③脚（Vcc）电压开始降低，当Vcc低于8V时，控制电路整体关断，电路消耗的电流变小，又开始对SD4841P③脚（Vcc）外接的电容C3充电，启动电路重新工作。
3.过流保护：当电路发生过载，导致SD4841P④脚（FB）反馈端电压升高，当反馈端电压升高到反馈关断电压点时，输出关断。该状态一直保持，直到电路发生上电重启。如果次级整流管或变压器绕组短路，会启动异常过流保护。此时，不管前沿消隐时间，一旦过流，过350ns马上保护，且对每一个周期都起作用，发生该保护时，输出关断且一直保持此状态，直到发生欠压以后，电路启动。
4.过压保护：当SD4841P③脚（Vcc）上的电压超过过压保护点电压时，表示负载上发生了过压，输出关断。该状态一直保持，直到电路发生上电重启。
5.过热保护：当SD4841P内部温度过高时，为了保护电路不被损坏，过热保护电路动作，关断输出，该状态一直保持，直到发生欠压以后，电路启动。
开关电源电路范文3
开关型稳压电源组成
图一是基本的开关型稳压电源的组成框图，电路中滤波电路和功率功数补偿调节电路在国产低端产品中一般都没有。AC/DC、DC/AC转换，无论是分立元件、集成电路 +FET或是三端五端集成电路，它都是整个电源的核心，也是故障率较高的部分，AC/DC和稳压或稳流输出电路在信号的末端，反馈电路一般采用光电耦合器进行隔离，有少数采用变压器耦合隔离，故障率一般不高。由于DC/AC转换工作在高电压状态，维修的安全性非常重要。
二、开关型稳压电源的检修步骤和方法
开关电源的前端是直接于市电相连，一般都采用熔断器作过载或短路保护，工业用电源中还有PVT压敏电阻作输入过压保护，NTC热敏电阻（自复位的保险）作过载保护，所以电源维修的步骤是：
1、先看保险，检查保护元件是否损坏，观察保险丝熔断的状态，判断电路过载或短路的程度。一般情况下，如果保险管爆裂、发黑，大都是主电源中主要元件（开关管、滤波电容等）击穿所致，这时切勿再通电检测，以防将故障范围扩大。对于保险管内熔丝轻微断裂，大部分故障是电路的负载过载、短路或电路工作时间长、温度升高，是电路中某个元件性能发生变化而引起的过载保护，是一种正常的状态。
2、降额试验法通电检查。在观察主电源中AC/DC、DC/AC电路中没有出现元件爆裂的情况下，特别是在器件爆裂后换上新器件后再通电检查时，对于开关电源采用降额试验法通电检查比较安全。
电路如图二所示：
为了保证检修开关电源时的安全，在试验室内采用隔离变压器和自耦变压器组合，按图二接线，进行那个故障检查，通电前调压器先置零，通电后逐步升高Ui电压，并观察开关电源的工作情况。由于开关电源的工作范围很广（110V~220V都能够工作），逐步升高电压能保证电源在降额的条件下，电路能够启动。如果在升高过程中（电压未达到130V）时就出现熔断器熔断故障，可重点检查开关管和整流二极管。由于降额试验一般不会出现管子爆裂，即使开关管再次损坏，也不会导致电路板上大部分器件再次损坏，操作是较安全的，特别是能记录下在哪个电压下开始出现故障，有助于去分析产生故障的原因，以便快速检修故障。对于一般维修而言，在缺少隔离变压器和调压器的条件下，可在输入回路串入合适的大功率电阻来实现降额。如果手中也没有大功率电阻，应按图三，在输入回路串入25W―100W灯泡进行降额试验
对比中用40W灯泡串接在电动自行车充电器的输入端进行开关管更换后的修理，即使再次熔断保险，也没有发生整流二极管VMOS开关管，电流检测电阻连环烧毁的情况，而直接全额通电检修时，往往会一次爆烧多个器件，以致电路板出现碳化。
3、开关型稳压电源检查的方法，主要是电压法。一般在直观检查无明显的器件烧毁后，可更换熔断器，用降额试验电路接通电源进行在线电压检查。检查的重点是输入交流电压220V整流滤波后电压300V开关管集电极（漏极）的电压300V，开关管基极（ 栅 极）电压可变的脉冲电压（1V以下），如果不变化则说明电路没有震荡，应检查振荡回路（包括集成电路）。
三、开关型电源检查的顺序：
开关型电源实质上是AC/DC、DC/AC、AC/DC的转换，所以检查顺序是主电源振荡电路开关电路整流电路稳压电路。主电源的安全检查法是降额试验法，稳压稳流电路一般用电压法进行处理。常见的故障是输出电压过高，重点检查反馈回路元件，特别是TL431（大部分稳压电源采用431做稳压）和光耦电路。如果输出电压过低，可去掉负载进行试验（排除负载短路或负载故障）。如果故障仍不能排除，应采用检查振荡回路的振荡元件。当振荡频率降低时输出电压会下降较多。反馈回路的开路和短路也会影响输出电压的变化，可通过电压法进行筛查，一般都可以排除故障。
开关电源电路范文4
1 基本理论
开关电源的输出电压Vo是由一个控制电压Vc来控制的，即由Vc与锯齿波信号比较，产生PWM波形。根据锯齿波产生的方式不同，开关电源的控制方式可分为电压型控制和电流型控制。电压型的锯齿波是由芯片内部产生的，如LM5025，电流型的锯齿波是输出电感的电流转化成电压波形得到的，如UC3843。对于反激电路，变压器原边绕组的电流就是产生锯齿波的依据。
输出电压Vo与控制电压Vc的比值称为未补偿的开环传递函数Tu，Tu=Vo/Vc。一般按频率的变化来反映Tu的变化，即Bode图。
电压型控制的电源其Tu是双极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：
电流型控制的电源其Tu是单极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：
各种电路的未补偿的开环传递函数Tu可以从资料中找到。本讲座的目的是提供一种直观的环路设计手段。
2 计算机仿真开关电源未补偿的开环传递函数Tu
2.1 开关平均模型
开关电源的各个量经平均处理后，去掉高频开关分量，得到低频（包括直流）的分量。开关电源的建模、静态工作点、反馈设计、动态分析等都是基于平均模型基础之上的。若要得到实际的工作波形，应按实际电路进行时域仿真（Time Transient Analysis）。
将开关电路中的开关器件经平均化处理后，就得到开关平均模型，用开关平均模型可以搭建各种电路。
以下是几个开关电源的平均模型仿真例子，从电路波形中看不到开关量，只是平均量，比如电感中流过的电流是实际电感中的电流平均值，电容两端的电压是实际电容两端电压的平均值等等。
2.1.1 CCM BUCK（连续模式BUCK）
先直流扫描Vc，得到所需的输出电压，即得到了电路的静态工作点。然后交流扫描，得到Tu的Bode图。Tu为双极点。此处Vc等同于占空比d。
2.1.2 DCM BUCK（断续模式BUCK）
按以上方法得到Tu，在DCM下，Tu变成单极点函数。模型CCM-DCM即可用于连续模式，也可用于断续模式。此处Vc仍等同于占空比d。
2.1.3 CCM BOOST（连续模式BOOST）
可以用模型搭建各种电路，如连续模式BOOST。
此处采用CCM-DCM模型可能仿真不收敛，为使仿真更好地收敛，建议什么电路模式采用对应模型。此处Vc也等同于占空比d。
2.1.4 Flyback
n是变压器变比，原边比副边；L是变压器原边电感量。此处V6等同于d。
2.2 受反馈电压控制的仿真
实际电路中，占空比d的产生主要有两种方法：电压控制和电流控制。仿真时，电压控制中d的产生方式如下：
Vc是反馈回路的输出电压，GAIN的放大倍数等于锯齿波幅值的倒数，若锯齿波幅值为Vm，则GAIN=1/Vm。
电流型控制中d的产生方式如下：
同上，Vc是反馈回路的输出电压；IL是用于产生锯齿波的电流信号，例如在BUCK电路中是输出电感电流，在Flyback中是变压器原边电流；V1是使电流上升的电压，V2是使电流下降时的电压；占空比d及d2是输出变量。
至此，我们可以得到控制电压Vc到输出电压Vo的传递函数Tu。下面是几个仿真Tu的例子。
2.2.1 电压型控制的CCM BUCK
上述几个例子中加入GAIN就变成电压型控制的仿真电路了。
2.2.2 电流型控制的CCM BUCK
转贴于 电流互感器将输出电感的电流信号变成电压信号IL，产生锯齿波，模型CPM将控制电压Vc与锯齿波比较产生占空比d的PWM波。MOS开通时，L1中的电流上升，使其电流上升的电压V1是Vg-Vo；Mos关断时，Vo加在L1上，使其电流下降的低电压V2=Vo。参数Rs是检流电阻，mva是斜坡补偿的斜率，单位是V/S，L是输出电感，fs是开关频率。
2.2.3 带变压器隔离的电流型BUCK电路
由于电路带变压器，所以平均开关模型也要用带变压器的模型CCM-T（带变压器的电流连续模式的模型）。参数Rs是原边检流电阻，n是变压器变比（原边:副边），mva是斜坡补偿的斜率，单位是V/S。
2.3 仿真实例
实际电路中，选用不同的控制芯片，控制电压Vc的产生方式是不同的。以下是几个我们在工作中经常用到的几种控制芯片的仿真实例。
2.3.1 带变压器隔离的电流型CCM（UC3843）
UC3843-1
UC3843自带的运放归为反馈回路，运放输出的电压作为控制电压Vc。V9芯片内部的两个二极管压降，GAIN的放大倍数等于芯片内的电阻分压。
此电路采用电流互感器采样原边电流，对于如下的采样电路，Rs=R/n，n是电流互感器的匝比（n:1）。
UC3843的斜率补偿，对于下图电路，补偿斜率 (V/s)
2.3.2
带隔离和电压前馈的电压型CCM（LM5025）
LM5025-1
V6对应于芯片内部反馈信号的1V压降，R、C为产生锯齿波的参数。
2.3.3准谐振反激电路 (UCC28600)
开关电源电路范文5
3.1 基本理论
常用的开关电压电源未补偿的开环传递函数Tu可分为单极点和双极点两种，对于单极点一般采用PI（比例积分）补偿，双极点一般采用PID（比例积分微分）补偿。也可以大致理解为电流型控制的采用PI补偿，电压型控制的采用PID补偿。
PI补偿可以用如下电路实现：
WL=1/(R2C2) Wp=1/(R2C1) Gc=R2/R1 (C2>>C1)
Gc是比例因子；零点WL引入积分，当频率小于WL，增益增加，直流增益提高，意味着稳压精度提高；极点Wp使高频的干扰信号迅速衰减。需要注意的是上面的等式是在C2>>C1的假设下得到的，实际选择反馈参数时要注意满足这个条件。
PID补偿可以采用如下方式：
若R1>>R3，C2>>C1，有：
为在fc点获得θ的超前补偿，有：
fL使低频增益加大，提高稳压精度；fz引入相位超前补偿，增加相位裕度；fp1、fp2使高频干扰衰减。注意满足：R1>>R3，C2>>C1。
3.2补偿网络设计实例
画出Tu的Bode图之后，就可以设计补偿网络了。下面对几个实际电路进行分析。
3.2.1 非隔离的电压型BUCK（TPS40007）
输入5.5V，输出3.3V/5A，开关频率fs=300kHz。按照TPS40007的内部结构，锯齿波的幅值是Vm=0.9V，所以控制电压Vc到占空比D的传递函数Gain=1/Vm。补偿网络的设计步骤如下：
/psimu/ZXTJ/TJ6700/small signal 3V
第一步：去掉补偿网络，对控制电压Vc（即补偿网络的输出）进行直流扫描，找到使Vo=3.3V时的Vc值，将Vc的直流分量设为次值，即设置了电路的静态工作点。
第二步：对Vc进行交流扫描，得到未补偿的Vc到Vo的传递函数Tu。Tu的直流增益为15.7dB，交越频率为10.5kHz。
第三步：设计补偿网络参数。由于是电压型控制，所以采用PID补偿。设补偿后的交越频率fc=20kHz，在fc处得到60°的相位补偿；而Tu在fc处的增益是dbGc=-12.38；设置极点fp2=180kHz以抑制高频干扰；R1=36K。按上述参数得到补偿网络的反馈参数：R2=40K（取39k）， C2=7.4nF（取4.7nF），C1=53pF（取47pF），R3=1k， C3=820pF（取1nF）。
仿真结果：fc=24.7kHz， 相位裕度φm=43°。下面是实测的环路BODE 图。
实测的交越频率及相位裕度都比仿真的大些，这是由于频率高了以后，电路的分布参数影响的结果。
3.2.2 隔离的电流型BUCK（TDA16888）
输入400Vdc，输出54V/5A，开关频率fs=100kHz。
/psimu/zx500W/main/small signal1
为便于补偿网络的设计，将光藕部分也归入未补偿的传递函数Tu，即：只将补偿网络分开。那么Tu是光藕的输入Vc（补偿网络运放的输出）到输出Vo的传递函数。
补偿斜率mva的计算：芯片15脚的外接电容100pF，通过内部的10K电阻充电，时间常数只有1us，电源的开关频率是100kHz，在电流信号与Vc比较的瞬间，外接电容已经基本充满了电，对斜率补偿没有多大影响，实际上此处电容的作用只是消除电流检测波形前端的尖峰。对环路特性有影响的斜率是指锯齿波与Vc比较时的斜率。TDA16888芯片内部是将电流检测信号放大了5倍，即加在电流锯齿波信号上的补偿斜率是电流信号本身斜率的4倍。根据实际电路结构，可以算出在变压器原边检流电阻上的电流信号（实际是电压信号）的斜率：
输入电压Vi=400V，变压器变比n=2.875，输出电感Lo=200uH，输出电压Vo=54V，输出电感电流的上升斜率mi=(Vi/n-Vo)/Lo=0.425A/us，折合到原边，电流上升斜率mip=mi/n=0.148A/us，在检流电阻上的电压上升率mv=mip*Rs(0.22)=0.0325V/us=32.5K V/s，也可以通过仿真直接得到电流斜率。由此得到补偿斜率mva=4*mv=130K V/s。
V9是芯片内部的压降。
第一步：先得到Vc到Vo的传递函数Tu。方法是对Vc进行DC扫描，得到使输出电压为Vo时的Vc值，从而确定了电路的工作点（Bias point）。设定Vc的直流分量为工作点的值，然后进行AC扫描，得到Tu：DC增益32.84dB、转折频率fo=23.6Hz。
第二步：确定补偿网络的形式。因为是电流型控制，可以采用PI补偿。补偿前Tu的直流增益dbTuo=32.84dB，Tu的转折频率fo=23.57Hz，Tu的交越频率fc’=1kHz。为提高系统的动态响应，将补偿后的fc提高到2kHz（由于光藕的带宽只有10kHz左右，所以在有光藕隔离的场合，很难将交越频率提得很高）；为提高稳压精度，加入零点fL=fc/10；为抑制高频干扰，加入极点fp=10*fc；在确定R1=33k后，可以算出反馈网络的参数：R2=64k C2=12nF C1=120pF
第三步：将补偿网络加入环路中，此时得到的电路就和实际的一样了。进行偏置点扫描（biaos point swip），得到电路各点的电压，与实际的测试结果比较，保证电路的参数设计合适，比如可以看看光藕的If是否合适。将环路中各器件设计到合适的工作点是保证电路在各种环境下稳定工作及长的工作寿命的前提。注意：补偿网络的参数不会影响电路的静态工作点。确定环路的静态工作点后，加入Lf、Cf及Vsti进行AC扫描，得到整个系统补偿后的开环传递函数T。
在上述仿真电路中，电感Lf很大，对直流信号相当于短路，所以不会影响整个环路的静态工作点，Lf对交流信号来说相当于开路，所以仿真出的T是开环传递函数；Cf也很大，对激励源Vsti来说相当于短路，从而引入激励信号，Cf对直流信号相当于开路，Vsti的任何直流分量不会影响环路的静态工作点。
从仿真结果可以看出，交越频率fc处的相位裕度φm=66°，且频率低于fc的最低相位裕度也有36°，所以系统是稳定的。下面是实测的开环Bode图。
3.2.3 带前馈的电压型隔离BUCK（LM5025）
输入48V，输出3.3V/40A，LM5025控制器，开关频率fs=280kHz，下图是实际电路参数，可以看出测试结果与仿真结果很相似，表示所建的仿真模型准确度是可以信赖的！
LM5025-2
下面对此电路按上面的方法重新设计补偿网络。
首先，将补偿网络移出，画出从光藕输入到Vo的未补偿传递函数Tu。C8、C9、C6、R12不要，R6及Vr1是芯片内部参数，需保留。
从仿真结果可以看出，Tu的直流增益很小，只有-0.44dB。原因是光藕的电阻R5接到了输出Vo，从而降低了Vo对Vc的增益。若将R5接到一个固定电平VCC上，则整个增益增加了，Tu的直流增益增加到25.6dB！以此为基础进行补偿网络设计。由于是电压型控制，所以采用PID补偿。由于本电源的开关频率很高，达fs=280kHz，若没有光藕隔离限制，补偿后的交越频率可取fc=0.2*fs=56kHz，但由于光藕的带宽只有10kHz左右，且光藕引入的相位滞后在5kHz 以后急剧增加，所以为了得到尽可能大的带宽，首先应对光藕进行适当补偿以拓展其带宽。此处在光藕的输出加入RC零点。设补偿后的交越频率为fc=20kHz，Tu在fc处的增益dbGc=-8.67dB，希望在fc处得到60°的相位补偿，设置极点fp2=180kHz以抑制高频干扰，R1=100k//56k=35.9k，计算得到补偿网络如下：
补偿后带宽20kHz，相位裕度30°。仿真得到的相位裕度往往小于预期的值，这是由于补偿网络的运放及未完全补偿的光藕造成的。
3.2.4 准谐振Flyback（UCC28600）
220Vac输入、28V/2.3A输出，光藕+TL431反馈。
UCC28600
先把补偿网络去掉，计算未补偿的Vc到Vo的传递函数Tu，由于光藕直接接到输出，所以Tu的直流增益很低。
下面是实测的环路BODE图，可见仿真结果与实测符合得很好。
开关电源电路范文6
电气工程及自动化
大功率开关电源的设计
一、
综述本课题国内外研究动态，说明选题的依据和意义
开关电源的前身是线性稳压电源。在开关电源出现之前，各种电子装置、电气控制设备的工作电源都采用线性稳压电源。随着电子技术的迅猛发展，集成度的不断增加，计算机等各种电子设备体积越来越小而功能却越来越强大，因此，迫切需要重量轻、体积小、效率高的新型电源，这就为开关电源技术的发展提供了强大的动力。
可以说，开关电源技术的发展是随着电力电子器件的发展而发展的。新型电力电子器件的发展为开关电源的发展提供了物质条件。20世纪60年代末，耐高压、大电流的双极型电力晶体管（亦称巨型晶体管，BJT、GTR）的问世使得采用高工作频率的开关电源的出现称为可能。
早期的开关电源开关频率仅为几千赫兹，随着磁性材料及大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短，开关电源工作频率逐步提高。到了1969年，终于做成了25千赫兹的开关电源。由于它突破了人耳听觉极限的20千赫兹，这一变化甚至被称为“20千赫兹革命”。
在20世纪80年代以前，开关电源作为线性稳压电源的更新换代产品，主要应用于小功率场合。而中大功率直流电源则以晶闸管相控整流电源为主。但是，这一格局从20世纪80年代起，由于绝缘栅极双极型晶体管（简称IGBT）的出现而被打破。IGBT属于电压驱动型器件，与GTR相比前者易于驱动，工作频率更高，有突出的优点而没有明显的缺点。因而，IGBT迅速取代了GTR，成为中等功率范围的主流器件，并且不断向大功率方向拓展。
开关电源开关频率的提高可以使电源重量减轻、体积减小，但使开关损耗增大，电源效率降低，电磁干扰问题变得突出起来。为了解决因提高开关电源工作频率而带来的负面影响，同样在20世纪80年代，出现了软开关技术。软开关技术采用准谐振技术的零电压开关（ZVS）电路和零电流开关(ZCS)电路。在理想情况下，采用软开关技术，可使开关损耗降为零。正是软开关技术的应用，使开关电源进一步向效率高、重量轻、体积小、功率密度大的方向发展。经过近30年的发展，对软开关技术的研究可谓方兴未艾，它已成为各种电力电子电路的一项基础性技术。迄今为止，软开关技术应用最为成功的领域非开关电源莫属。
最近几年，“绿色电源”这一名词开始进入人们的视野。所谓“绿色”是指，对环境不产生噪声、不产生电磁干扰，对电网不产生谐波污染。为了提高开关电源的功率因数，降低开关电源对电网的谐波污染，在20世纪90年代，出现了功率因数校正（Power
Factor
Correction——PFC）技术。目前，单相PFC技术已比较成熟，相关的控制芯片已在各种开关电源中广泛应用，相比之下三相PFC技术则还处在起步阶段。
高频化是开关电源轻、薄、小的关键技术，国外各大开关电源制造商都在功率铁氧体材料上加大科技创新，并致力于开发新型高智能化的元器件，尤其是改善整流器件的损耗，以提高在高频率和较大磁通密度下获得高的磁性能。另外，电容器的小型化和表面粘着（SMT）技术的应用为开关电源向轻、薄、小型化发展奠定了良好的技术支持。目前市场上出售的采用双极性晶体管制成的100千赫兹开关电源和用场效应管制成的500千赫兹开关电源虽已使用化，但其工作频率还有待进一步的提高。
模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，实现并联方式的容量扩展。
选择本课题可以使我掌握开关电源的工作原理，进一步加深对开关电源的理解。并把所学的专业知识（包括单片机原理与应用技术、电力电子技术、大学物理、计算机辅助设计等）应用到具体实例中，有效地巩固所学的基础理论知识，真正做到学有所用。
二、研究的基本内容，拟解决的主要问题：
1、研究的基本内容包括：开关电源的工作原理，大功率开关电源中普遍采用的全桥型电路及其驱动电路以及高频变压器的设计与制作等。
2、计划将此系统分成四部分——功率因数校正（PFC）电路、辅助电源模块、主电路以及控制电路。
3、功率因数校正电路用来提高整流电路的功率因数，防止大量的谐波分量涌入电网，造成对电网的谐波污染，干扰其它用电设备的正常运行。
4、辅助电源模块用来为控制电路提供电能。拟用单片集成开关电源芯片（TOP204）来实现。
5、控制电路用场效应管集成驱动芯片IR2155,驱动全桥电路。
6、主电路的设计主要包括高频变压器的设计和全桥型电路中功率管的选型。
三、研究步骤、方法及措施：
步骤：
（1）查阅相关的技术资料，制定初步的方案；
（2）利用适当的计算机辅助设计软件（如Proteus、PI
Expert
6.5、Multism等）对设计方案进行模拟仿真；
（3）四个模块设计的先后顺序为功率因数校正电路、辅助电源模块、控制电路和主电路。
方法：化繁为简，将整个系统分解成四个部分，方便设计、调试。对局部电路预先进行仿真，对结果有所预期。
措施：查阅于毕业设计有关资料和文献（图书馆、超星电子图书阅览室等）。经常与指导老师取得联系，一起探讨有关电路的设计方案等问题。
四、参考文献
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