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功率器件范文1
开关电源中的功率损耗
在设计开关功率转换器时,估算功耗是选择功率器件的关键工作。PFC预调节器和LLC谐振转换器内功率器件的主要功率损耗是传导损耗和开关损耗。一般来讲,在轻负载条件下,开关损耗占主导,随着负载的增加,传导损耗占主导。栅极电荷(Qg)参数被广泛地用作开关速度,也就是开关损耗的衡量标志。由于超低特定导通电阻带来更小的芯片尺寸,超级结MOSFET往往比相似额定值的普通平面型MOSFET具有更小的Qg。例如,如表1所示,0.95Ω/600V超级结MOSFET的Qg甚至比1.6Ω/600V平面型MOSFET的要小。可以预期,在PFC或LLC转换器中,超级结MOSFET都具有更小的开关损耗和导通损耗。这就是在开关电源中首选超级结技术作为功率开关的主要原因。但是,随着功率器件技术的进步,最新的平面型MOSFET具有非常小的Qg。它的导通阻抗仍然高,但是在轻负载区域,应该具有竞争力。因为平面型技术约有30%的价格优势,在LED照明开关电源方面值得对其进行评测。研究在PFC和LLC转换器中平面型MOSFET能够在何种功率水平下保持竞争力是很重要的。
评测结果
表1中的三种器件应用于DCMPFC和LLC谐振转换器,使用示波器测量开关损耗。因为在DCM PFC中开关电流随着每个开关周期而发生变化,假设损耗为图1所示的正弦波,测量交流电源输入电压峰值处的开关损耗,计算总体开关损耗数据。将工作频率与每个开关周期的能量损耗相乘,计算出平均开关损耗。在DCM PFC中,导通时间一般是固定的,关断时间随电源输入电压而改变。从设计变量,可以推导出导通/关断时间以及每个开关周期的等效开关频率。在知道功率开关的方均根电流时,就很容易评测出导通损耗。
功率器件范文2
（1.江南大学物联网工程学院，江苏无锡214122；2. 江阴苏阳电子股份有限公司，江苏江阴214421）
摘要：为了满足功率器件不同封装形式可靠性和稳定性的需求，对功率器件封装的塑封系统进行研究。设计塑封压机集成接口和PLC温度控制电路，实现功率器件塑封压机温度控制；研发光电传感器、接近传感器以及螺旋测试头集合形成的塑封模具定位传感结构，结合PLC定位电路设计，实现了功率器件塑封模具定位。对关键的PLC和触摸屏组合控制系统进行了探索，系统已投入实际应用，效果良好。
关键词 ：功率器件；封装；温度控制；定位
中图分类号：TN305.94?34 文献标识码：A 文章编号：1004?373X（2015）14?0116?04
收稿日期：2015?01?25
随着以计算机、网络通信、消费类电子产品和汽车电子为代表的4C 市场和电源驱动领域朝着小外型、大功率的方向发展，作为关键的核心电子元器件，现代功率器件也朝着大功率、小型化、高频化的趋势快速发展[1?2] ，这对功率器件的封装提出了更高的要求。
目前主流功率器件封装形式有：TO，SOP，DIP，PDFN，QFN[3]，为了确保这些器件的稳定性和可靠性，封装过程中的控温和定位显得尤为重要。通过塑封系统自动控温定位结构的设计，实现不同封装形式功率器件可靠性和稳定性的提升[4] 。本文成果已应用于江阴苏阳电子股份有限公司多类产品实际封装。
1 系统组成
本系统采用的PLC 控制系统由CP1H?XA40DT?DPLC和TPC1062KS触摸屏组成，配合塑封压机集成接口设计、PLC 控温设计、PLC 定位设计、光电传感系统嵌入，在触摸屏上实时显示塑封压机温度并实现温差预警反馈和定位不准预警反馈[5?6]。原理框图如图1所示。
2 半导体塑料封装压机自动温度切换系统
2.1 塑封压机集成接口系统设计
作为功率器件封装关键的塑封工序，塑封系统的稳定性和精度直接影响了功率器件的性能。半导体塑料封装压机需要安装精密塑封模具以进行手动塑料封装，一副模具一般需要16~20个加热棒，压机有32个加热通道，可以方便更换。传统塑封压机中模具加热棒与压机加热棒接口一一对接，压机加热棒通道与热电偶通道一一对应，该对接方式直接造成压机内部连线过多，引起安全隐患。
为了解决上述问题，设计了一种包括上模、下模、压机加热棒集成接口以及压机热电偶集成接口的塑封压机系统。上模及下模的单独加热棒接口集合成一个整体加热棒接口，上模及下模的单独热电偶接口集合成一个整体热电偶接口，整体加热棒接口与加热棒接口通过加热棒连接线连接，整体热电偶接口与热电偶接口通过热电偶连接线连接。由于系统将传统的多条单线连接改成整体接口连接，使得半导体塑料封装压系统连线简单、不容易造成连线接头脱落，更换塑封模具便捷。
2.2 PLC温度控制设计
设计的塑封压机系统除了将压机的多个单通道结合在一起，还在PLC智能反馈系统中增加自动变换通道程序，若某个通道低于设定温度一定时间，PLC 自动切换下一个闲置通道。通过触摸屏输入、PLC 反馈、模块集成的方法实现温度的切换控制。
PLC温度控制系统通过触摸屏设定加热温度、加热脉冲、高低温度报警值和计时时间等相关参数，实现对压机的温度控制。在实际应用中，塑封压机加热开启2 h后切换通道系统开启，若某个通道出现异常（≠175 ℃，温差＞3 ℃），PLC立即开始200 s计时，在计时期内该通道温度如仍未达设定值，该通道将被关闭，同时开启下一个闲置通道，重新加温。最终塑封压机温度维持在报警值3 ℃以内，从而保证塑封过程中的恒定高温。该系统可应用于不同封装形式，图2为本系统PLC温度控制原理图，图3为实际塑封压机触摸屏温度及PID显示界面图。
3 半导体塑料封装压机智能定位系统
本系统设有光电传感器、接近传感器以及螺旋测试头，可利用螺旋测试头高精度的测量尺寸来调节接近传感器与工作台的配合。上、下工作平台之间连接有4根导柱，将电子光缆感应尺设置于导柱的外侧，接近传感器设置在导柱内侧，螺旋测试头位于接近传感器的底部。当下工作台上升时，4个导柱上的接近传感器可感应下工作台是否到达设定位置，电子光缆感应尺读取下模到导柱的距离，如未达设定值，光电传感器将输出电平信号，经电路转换后，一路信号直接触发PLC安全控制点，有效阻止模具的开合；另一路信号输出至LED指示灯，提示此时工作台未能到达设定位置，图4为塑封模具定位原理图。该系统具有智能定位的功能，触摸屏可实时显示4个导柱是否在设定位置，如有报警，可迅速反映定位异常的传感器方位，便于及时处理，可以有效避免模具损坏或者报废。图5为本系统触摸屏定位显示界面。
4 软PLC 系统研究
为了实现塑封系统控温定位的智能反馈，需要设计一种实时监控的现场控制系统，可编程逻辑控制器（Programmable Logical Controller，PLC）以微处理器为基础，采用可编程的存储器，用于其内部存储程序，执行逻辑运算、顺序控制、定时、计数与算术操作等面向用户的指令，并通过数字或模拟式输入/输出控制各种类型的机械或生产过程[7?8]；所以在功率器件塑封系统设计中，采用PLC与触摸屏组成的控制系统实现自动控温和定位功能。
4.1 控制现场结构
本文采用CP1H?XA40DT?D PLC 和TPC1062KS 触摸屏组成系统控制现场的电动阀、电磁阀、电动机、温度控制器和定位控制器等执行机构。以温度控制为例，CP1H?XA40DT?D通过模拟量输入模块和温度传感器采集现场的温度信号，信号通过PLC 上的A/D 转换、数值变换传送到触摸屏上，触摸屏显示实时的温度值和PID值；且PID 参数可以通过触摸屏进行设置，触摸屏给PLC 发送指令，以控制现场的执行机构[9]。控制现场温控结构如图6所示。
4.2 控制系统电路设计
为了实现PLC对塑封压机温度和模具定位的控制，必须设计相应的控制电路。PLC 控制系统的控制电路主要由输入电路、PLC、输出电路3个部分组成。输入电路主要有按钮、开关、模拟量、人机界面等；输出电路主要有电磁阀、指示灯、接触器等。PLC 控制系统根据输入电路得到的信号，执行PLC程序，从而控制输出电路的电器元件驱动设备的机械结构，最终满足控制塑封压机温度和模具定位的要求，完成系统控制。以温度控制为例，通过触摸屏设定标准塑封压机温度（175 ℃），通过PLC程序判断压机温度是否在容差范围内（3 ℃），若超出容差，则发出信号反馈至触摸屏，同时调整加热通道，令塑封压机温差小于设定容差。图7为功率器件塑封系统PLC温度控制电路图。
4.3 控制系统软件设计
常见的PLC控制系统软件设计方法有图解法编程（包括梯形图法、逻辑流程图法、时序流程图法和步进顺控法）、经验法编程、计算机辅助设计编程等[10]。设计的自动控温定位塑封系统选用的是梯形图法，这种最方便的编程方法是一种用梯形图语言，模仿继电器控制系统的编程方式。其图形及元件名称均与继电器控制电路十分相近。这种方法的优点在于可以把原继电器控制电路转化成PLC梯形图语言。
为了提高系统可靠性，在软件设计上采用了数字滤波和软件容错。在采样周期内，用采样值计算加权平均值作为滤波值，滤波现场的模拟量信号经A/D转换后变为数字量信号，存入PLC中，根据滤波值滤去噪声信号获得所需的有用信号，进行系统控制。在程序执行过程中，一旦发现现场故障或错误，系统即通过程序判断造成错误的原因是主要故障还是次要故障，并分别做出停机和相应子程序处理。系统还可对重要的开关量输入信号或易形成抖动的检测或控制回路采用软件延时，对同一信号多次读取，结果一致，才确认有效，消除偶发干扰的影响。
5 结语
目前市场中功率器件应用极为广泛，为了适应现代便携式电子产品等应用领域不断小型化的发展趋势，现代功率器件封装技术不断改进，新型封装形式不断涌现。为了提高各种封装形式的可靠性和稳定性，设计了一种可应用于各种封装形式的功率器件自动控温定位塑封系统，该系统可实现关键塑封工艺设备温度的均匀和稳定，提高塑封模具压合精度，从而提高良品率，降低设备损耗，具有极其重要的应用价值。基于PLC控制系统的自动控温定位塑封系统的研究和实现对提升功率器件封装的效率有着重要意义。
参考文献
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作者简介：余骏华（1990—），男，硕士。研究方向为软件理论及其应用。实用新型专利：半导体塑料封装压机智能温度切换系统（ZL 201320226664.0）发明人。
孙力（1966—），男，教授，博士，硕士生导师。研究方向为计算机技术。
全庆霄（1963—），男，高级工程师，硕士。研究方向为半导体封装技术。
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功率器件范文3
2005年数字显示，全球仅数据中心所消耗能耗即占总电力的1.2％，全球服务器供电与冷却所需成本大261亿美元，能耗增长率是服务器投资增长4倍，这种情况显然与日益高涨的节能环保意识格格不入。为此，服务器制造商最先提出了更为精确地控制系统功耗地要求。IR推出地多功能输出功率监控集成电路IR3721，可用于笔记本电脑、台式电脑和节能服务器应用的低压DC-DC转换器。
IR3721在65℃的精度为2.5％，利用IR申请了专利的TruePower技术高度准确捕捉动态功耗信息。
与其他功率监控集成电路相比，IR3721可在稳压器输出/负载侧监测动态功耗，显著改善其动态功耗测量精度。TruePower技术可避免动态误差，而采用独立的A/D转换分别监控动态状态下的电压和电流的其他解决方案的动态误差，可造成超过30％的整体误差。
IR亚太区高级销售副总裁曾海邦表示：“通过监测瞬态功率，功率系统可以在任何给定点及时准确预测系统散热。有了这个职能功能，功率系统可以管理负载的电气特性，限制其功耗并提前建立正确的冷却条件，这样负载就不会离开它所需的散热包络，优化了吞吐量，从而提高了性能。”
IR3721集成电路可监测从0.5V～0.8V的降压式或多相转换器的输出滤波电感器电流，为内部热补偿特性提供了使用电阻检测或电感器DCR电流检测的选择。与现有的解决方案相比，其功率可以提高1％，同时还降低了所需材料和占板面积要求。
通过IR3721的精确监控，预计可为现有每个系统节能20％。
600V沟道IGBT在UPS和太阳能转换器应用中减少功耗达30％
推出600V绝缘栅双极晶体管(IGBT)系列，能够在最高3kW的不断电系统(UPS)及太阳能转换器中，减少高达30％的功率损耗。
该批新特定应用产品系列采用IR最新一代的场终止沟槽栅技术，可降低传导和开关损耗，并为低短路要求的20kHZ开关作出优化，提高UPS和太阳能转换器应用的功率转换效率。
传统地IGBT组件应用于UPS和太阳能转换器所使用的频率时，会出现极大的开关损耗。IR新推出的沟道IGBT组件结合了较低的开关能量和低传导损耗。这些较低的损耗可以为终端用户提高效率、降低设备单元的体积，以及节省发电成本。
功率器件范文4
1功率合成原理
功率合成本质是多个矢量信号的叠加，目的是实现信号的最大输出。下面以两路信号合成为例进行详细的介绍，一般情况下，行波管放大器的输出信号有着不同的幅度和相位。
2波导魔T原理及设计
波导魔T是四端口无源器件，又称为双T电桥，即由E面T型结与H面T型结组合而成。魔T的结构如图2所示，具有以下特性：（1）对应臂隔离性：E臂和H臂相互隔离，两侧臂相互隔离；（2）完全匹配性：4个端口可以完全匹配；（3）等分性：由E臂输入的功率，反相等幅从两个侧臂输出；由H臂输入的功率，同相等幅从两个侧臂输出；（4）和差特性：侧臂同相输入，H臂求和输出，E臂求差输出；侧臂反向输入，H臂求差输出，E臂求和输出。由于匹配波导魔T具有以上的独特性质，所以可以作为宽带、低插损、高隔离度、大功率合成器。依据微波网络理论，四端口无源网络可以做到各个端口匹配，因此，首要任务是要对波导魔T进行匹配电路设计［10-13］。本文中以锥形台配合圆柱体为匹配电路如图2所示，抵消由波导不连续引入的电抗分量，从物理角度对匹配电路结构定性分析，锥形台可以看作是容性电抗器件以抵消由磁场不连续引入的感抗分量；圆柱体可以看作感性电抗器件以抵消由电场不连续性引入的容抗分量。仿真可得圆柱体高度H_cyl对S11影响较大，圆柱越短端口1反射系数高频特性越好；锥形台高度H_cone对S44影响较大，锥形台越高特性端口4反射特性越好。为兼顾各端口匹配特性，对匹配电路主要结构参数进行优化设计，优化后的匹配结构尺寸如表1所示，波导采用标准波导BJ84。图3给出了优化仿真后得到各端口的匹配、隔离、功分特性，在整个工作频带内，传输特性S21基本为-3dB；各端口反射系数均小于-20dB；端口2与端口3隔离度S23小于-35dB。可以看出该波导魔T具有低插损、等功分特性、对应端口良好的隔离特性、各个端口良好的匹配特性，可用于空间行波管功率放大器大功率合成。
3合成方案及验证
本文以上述设计的宽带、低插损、高隔离度的波导魔T作为空间行波管功率放大器大功率合成器，以H面T型结两对称端口作为输入端，对两只空间行波管放大器进行功率合成验证。在空间行波管功率放大器输入端引入可变衰减器和移相器，均衡两路行波管放大器输出幅度、相位特性，使其在整个工作频带内，输出功率信号幅度一致，相位偏差保持在30°以内，从而实现对两只空间行波管功率放大器高效率、大功率合成。在空间行波管功率放大器输出端接入环形器，避免因输出失配导致大功率反射，从而保护空间行波管放大器不被损毁。以下给出功率合成实验测试的步骤和主要注意事项。实验步骤：（1）各个微波器件测量标定为了实现整个实验验证的准确性和可操作性，要对Wilkinson功分器、波导魔T、可变衰减器、移相器、定向耦合器、环形隔离器等无源功率器件进行测试及标定。在工作频带内，确定各个微波无源器件的插入损耗；确定波导魔T的隔离度、环形器反向隔离度；确定可变衰减器、移相器的调节范围及调节步进幅度；确定定向耦合器耦合度。只有排除各个器件引入的计算误差，最终才能准确地计算出两只空间行波管功率放大器合成效率。（2）两只空间行波管功率放大器输入输出幅度、相位特性测量在工作频带内，逐点测试第1个空间行波管放大器饱和工作时的增益和相位特性；将第1个行波管放大器饱和状态时的输入功率/频率曲线作为基准输入功率/频率曲线；按基准输入功率/频率曲线激励第2个行波管放大器，测试其对应的增益和相位特性；比较2个行波管放大器的增益/频率曲线和相位/频率曲线，找出满足增益失配度的偏移值和相位失配偏移值。（3）两只空间行波管功率放大器功率合成测试已知上一步测量得到两只管子的幅度、相位差异，通过在输入端引入可变衰减器和移相器均衡两只管子的幅度和相位特性，以实现高效率的功率合成［13］。合成方案如图4所示，输入信号经Wilkinson功分器等分为两路，在上下两路行波管功率放大器输入端引入可变衰减器和移相器均衡两只管子幅相特性，微波信号经过TWTA功率放大后，通过定向耦合器测量单只TWTA输出功率poA和poB，通过定向耦合器测量波导魔T合成输出功率po。为了保护行波管功率放大器，在行波管功率放大器输出端均加入环形隔离器。图5给出了基于波导魔T的两只空间行波管功率合成的实物图，图6给出了X波段某频带两只空间行波管饱和输出的功率、经波导魔T功率合成后输出功率、计算得到的合成效率。在整个工作频带内，两只空间行波管功率放大器饱和输出功率约45W，经波导魔T合成后功率大于85W，合成效率大于90%，在某些频点上合成效率大于95%。验证了波导魔T作为二进制功率合成单元的高效性。
4结论
功率器件范文5
关键词：非记忆性功放模型；非线性失真；预失真技术；Saleh模型
中图分类号：TP393 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2014）01-0172-06
功率放大器，作为通信系统中不可缺少的组成部件，由于其构成放大器的各种有源器件的特性都是非线性的，所以功放总是会表现出一定程度的非线性。传统的恒包络调制可以工作于功率放大器的临近饱和区并有较高的效率，但是频谱利用率低。现代通信系统中广泛采用的QAM、WCDMA和PFDM等频谱利用率更高的非恒包络调制方式，对放大器提出了很高的线性度要求。
对于功率放大器的建模，国内外学者已经做了大量的研究，提出了多种可行的行为模型。目前已提出了各种技术来克服改善功放的非线性失真，其中预失真技术是被研究和应用较多的一项新技术，其最新的研究成果已经被用于实际的产品，但在新算法、实现复杂度、计算速度、效果精度等方面仍有相当的研究价值。该文从数学建模的角度进行探索，选取无记忆多项式模型和无记忆Saleh模型，利用Matlab等数学工具拟合功率放大器的非线性功放特性，进而对结果进行对比优化。
1 建立无记忆功放模型
1.1概念引入
所谓无记忆功放模型，是指当前时刻输入只与当前时刻的输出有关系，与历史输入无关。所以，无记忆功放模型一般可以通过AM/AM和AM/PM失真转换特性来描述输出信号的幅度和相位变化信息[1]。
1.2采用多项式方法建立模型
若功率放大器记输入信号[x（t）]，输出信号为[z（t）]，[t]为时间变量，则功放非线性在数学上可表示为[z（t）=G（x（t））]，其中[G]为非线性函数。
如果某一时刻的输出仅与此时刻的输入相关，称为无记忆功放，其特性可用多项式表示为
式中[K]表示非线性的阶数（即多项式次数），[hk]为各次幂的系数。
如果对功放输入[x（t）]/输出[z（t）]进行离散采样后值为分别为[x（n）]/[z（n）]则（1）可用离散多项式表示如下
根据Weierstrass逼近定理，在射频域上，功率放大器的非线性特性可以由多项式来描述，功率放大器输出[y（t）]与输入[x（t）]之间的关系可以表示为
该模型复杂度为（K+1）/2。
根据实验数据提供的无记忆效应的复输入-输出测试数据，该文使用Matlab进行多项式曲线拟合，并分别使用信号量和幅度进行拟合。
信号量拟合效果如下图（3阶、5阶、10阶、15阶）
通过效果图分析比较发现，使用信号量拟合时，当多项式阶数低于10阶，曲线拟合度较差，随着阶数的增加，拟合度越来越好；当多项式高于10阶时，曲线拟合度变化不甚明显。参照幅度拟合，可发现多项式为5阶时，拟合曲线已经非常真实。
1.3采用Saleh[4]方法建立模型
Saleh函数与多项式模型相比，结构简洁，较少的参数能够实现数据的较好拟合，所以应用于功放的非线性模型中能产生较为理想的结果.通常使用的无记忆Saleh模型表达式如下
（3）
其中，α、β是无记忆Saleh函数模型的参数。
由于实验信号数据是复数形式，该文对（3）式进行复系数的多项式模型变换。
1.4模型结果分析—NMSE和EVM评价
以上模型的数值计算结果业界常用NMSE、EVM等参数评价其准确度，具体定义如下。
采用归一化均方误差 （Normalized Mean Square Error， NMSE） 来表征计算精度，其表达式为
如果用[Z]表示实际信号值，[Z]表示通过模型计算的信号值，NMSE就反映了模型与物理实际模块的接近程度。功放前加载预失真处理后，也可用NMSE判断整体模型输出值与理想输出值的近似程度。
误差矢量幅度 （Error Vector Magnitude， EVM）定义为误差矢量信号平均功率的均方根和参照信号平均功率的均方根的比值，以百分数形式表示。如果用[X]表示理想的信号输出值，[e]表示理想输出与整体模型输出信号的误差，可用EVM衡量整体模型对信号的幅度失真程度。
[模型＼&NMSE＼&EVM（%）＼&无记忆多项式信号量拟合（3阶）＼&-21.5404＼&8.4044＼&无记忆多项式信号量拟合（5阶）＼&-21.5761＼&8.3697＼&无记忆多项式信号量拟合（10阶）＼&-21.5892＼&8.357＼&无记忆多项式信号量拟合（15阶）＼&-21.6152＼&8.3319＼&无记忆Saleh模型-信号实部分量拟合＼&-33.4106＼&2.1404＼&无记忆Saleh模型-信号虚部分量拟合＼&-33.2327＼&2.1768＼&无记忆Saleh模型-信号量拟合＼&-33.3057＼&2.1618＼&]
分析表1可以得出：
无记忆多项式信号量拟合NMSE的绝对值要低于无记忆Saleh模型信号量拟合NMSE的绝对值，无记忆多项式信号量拟合EVM的值要低、高于无记忆Saleh模型信号量拟合的EVM值。
可见，无记忆Saleh模型信号量拟合效果要优于无记忆多项式信号量拟合。由此，该文接下来选取Saleh方法来进一步建立功率放大器预失真模型。
2 无记忆功放的预失真模型
预失真技术的实质是描述功率放大器逆特性的问题。如果功率放大器的特性可以由函数来表示，且该函数在信号幅度区间是单调的，那么其逆函数存在。
对于“输出幅度限制”约束，对于[F（x）=y]有[y∈0，xmax]，可见[y]与[x]是同值域的。即有[G（x）]、[G（y）]（或[L（x）]）同属于[Gmin，Gmax]。
对于“功率最大化”约束，由于[L（x）]满足线性条件，且有放大器特性的单调性，则[L（x）]应满足[Lmax=L（xmax）=Gmax=G（xmax）]才能作为最佳方案。
2.1建立模型
1）确定放大的倍数g
根据“输出幅度限制”和“功率最大化”约束的描述，[L（x）=g·x]必须经过[xmax，zmax]，计算得出：
[g=zmaxxmax=1.8265]
可通过正交目标误差函数进行验证：
[escalex=zn-gxnerotatex=argzn-argxn]
2）通过复输入-输出测试数据逼近拟合非线性反向函数[H（z）=G-1（z）=x]来表示功放的逆特性[3]。
本文使用Saleh模型求解得到：
[αH=0.3011+0.0000i， βH=-0.1010 + 0.0000i]
根据Saleh模型得到拟合公式H（z）：
[Hz==αH?zn1+βHzn2=（3.1316 + 0.0000i）?zn1+（0.5927 + 0.0000i）?zn2=xn]
3）求预失真特性的理想输出y。
根据[G（y）=L（x）=g·x]推导[y=H（g?x）]，直接计算[H]得到预失真特性的理想输出y，拟合曲线如图3所示。
4）根据[F（x）=y]，拟合得到预失真器模型的特性F。
[H（g?x）=y=F（x）]，则可得知F和H含有绝对的线性关系。通过缩放H便可以得F：
[αF=0.5499 - 0.0000i， βF=-0.3370 - 0.0000i]
[Fx==αF?xn1+βFzn2=（0.5499 - 0.0000i）?xn1+（-0.3370 - 0.0000i）?xn2=yn]
拟合曲线如图4所示。
（a） （b）
（c） （d）
图4
2.2 拟合线性特性
将已知输入[xn]代入线性特性[L（x）=G?F（x）]求得模拟输出Z，根据最大放大倍率（[g=1.8265]）求得理想输出[z理想=g?x]。
并最终完整模拟预失真放大过程。
（a） （b）
（c） （d）
图5
并可得到相应的评价指标：
表2 无记忆多项式模型NMSE、EVM评价值
[预失真后功放模型＼&NMSE＼&EVM（%）＼&预失真后-信号实部分量拟合评价＼&-30.7089＼&2.9605＼&预失真后-信号虚部分量拟合评价＼&-32.1537＼&2.4845＼&预失真后-信号量拟合评价＼&-31.5381＼&2.6761＼&]
3 结束语
本文研究建立了无记忆功放非线性特性模型，并用NMSE进行准确度评价，同时建立了预失真模型，并用NMSE和EVM评价预失真补偿的结果，在采用无记忆多项式模型来模拟无记忆功放的非线性特性G的过程中，通过使用NMSE和EVM进行准确度评价时发现，该模型的信号量模拟结果精度较差，而该模型的幅度模拟结果较为理想。为了进行客观的分析评价，该文又引用Saleh模型模拟做为参照。通过对比分析，最终选取无记忆多项式幅度模拟结果作为理想模型，该模型结构简洁，复杂度相对较低，具有较高的普适性。
参考文献：
[1] 张小梅，胡方明，任爱锋.基于数字预失真技术的功放线性化研究[J].计算机仿真，2012，29（7）：26-30.
[2] 张玉梅，南敬昌.基于Saleh函数的功放行为模型研究[J].微电子学与计算机，2010，27（12）：122-126.
功率器件范文6
关键词：径向波导； 空间功率合成； 同轴波导； 微波
中图分类号：TN95-34文献标识码：A
文章编号：1004-373X(2011)01-0049-03
Design and Realization of Ku-Band Spatial Power Combiner in Radial Waveguide
SU Bin, ZHU Jian-li
(China Airborne Missile Academy, Luoyang 471009, China)
Abstract： For the sake of realizing efficient, broadband and pint-sized power-dividing/combining circuit, the equivalent-circuit method was used, and the peripheral probes were distributed in the radial waveguide on the radial direction. The design using HFSS was simulated and optimized. The 4-port and the 8-port power-dividing/combining circuits were actualized. The insertion loss is about 0.5 dB and the bandwidth is wider than 0.5 GHz. The application of this kind of design can decrease the volume of transmitter largely and improve the work efficiency. The simple equivalent-circuit model was deduced for the radial waveguide power dividing/combining circuits. The design was used in project for the first time.
Keywords： radial waveguide; spatial power-combining; coaxial waveguide; microwave
0 引 言
近年来，随着军用与民用通信系统的快速发展，对于高效率、宽频带大功率固态功放的需求与日俱增。然而，单个固态器件在微波毫米波频段输出的功率有限，不能满足系统的需求。基于径向波导的空间功率合成技术具有系统合成效率较高，带宽性能较好，有效防止了辐射损耗，散热性能良好，易于小型化，结构简单易实现等优点，较好地弥补了准光功率合成技术和自由空间功率合成技术的不足；同时，它可以不受工作频率及波导尺寸的限制，工作于微波、毫米波以及更高的亚毫米波频段，有效地解决了在更高频段实现高功率输出的难题。
1981年Durkin M.F.首次提出了空间功率合成技术概念［1］，他在IEEE微波理论与技术学术年会上报导了他的最新研究成果。波导内空间功率合成技术［2］是由A.Alexanian和R.A.York于1997年提出，当时在X波段采用基于规则矩形波导的2×4的MMIC功放阵列，实现了2.4 W的连续波功率输出，合成效率达68%，并具有良好的工作带宽和增益，预示了良好的发展前景。2004年文献［3］中Ka频段采用行波法级联缝隙波导实现空间功率合成，进一步提高了工作带宽及合成频率在32.2 GHz时输出功率为33 dBm，合成效率达80%。
1 径向波导空间功率合成器的原理与结构
1.1 径向波导空间功率合成器的原理
径向波导与同轴线［4］一样也可存在TEM模，是┮恢知柱面TEM模，У绯≈挥z向分量，在半径为R的圆周上电场相同；磁场只有Φ向分量，在半径为R的圆周上磁场大小相等，方向沿圆周切向。Ф猿品植嫉奶秸胝罅兴淙皇咕断虿ǖ寄诘绱懦〔生了巨大的改变，但其电磁场分布仍然保持轴向对称性。每个探针处电场分布相同，这就确保了每个探针从波导中耦合的能量相等，从而为实现探针阵列等功率分配提供了理论基础。┮恢知探针沿径向等距分布的径向波导功率分配/合成器磁场［5］分布如图1所示。
可以看出，其磁场是关于中心轴对称的，这样，只要保证其各输出端口探针尺寸相同，则分配到各输出端口的能量是相等的，其幅度及相位可以保持较好的一致性。TEM模是径向腔中传输主模，在设计径向腔时，只要保证主模传输条件，可较好抑制高次模的干扰，保证各端口良好的隔离度。
图1 径向传输线功率分配/合成网络场分布
1.2 径向波导空间功率合成器的结构
多端口径向波导功分/合成器电路［6］结构如图2所示。波导内包含一个中心探针和N个均匀分布的探针。N个探针只均匀分布在一个同心圆上。这样可简化功分/合成电路结构。为了保持电路结构的对称性，所有探针的形状和尺寸都相同，而中心探针可能与探针形状和尺寸相异。
图2 径向波导功分/合成电路结构
2 径向波导空间功率合成器的模型等效电路［7］
为了分析径向波导功分/合成电路，提出一种简化的电磁模型，如图3所示。参考面将整个径向波导合成器分为两个区域：半径为R0的包含中心探针的中心区域和中心区域以外的包含探针的区域。参考面选取半径为R0的柱面。根据电路结构的对称性，这种N路合成器的探针区域可以看成由N个相同的扇形波导组成，扇形波导间通过理想磁壁分开，如┩3所示。
图3 径向波导功分器简化的电磁模型
当合成器路数较多时，每个扇形波导可以用矩形波导来近似，这就极大地简化了合成器的分析与设计。
半径为R0的中心区域包含一个中心探针，它可以看作一个二端口电路，如图4所示。
图4 径向波导功分器中心区域电路结构及等效电路
图4也给出了它的等效电路，其中心探针的导纳为Yc=Gc+jBc，i是电流源。Т硬慰济BB′，到参考面AA′是一段标准的径向传输线，可以得到它的ABCD矩阵［8］。
区域又可以等效为N个矩形波导-探针过渡［9］，从每个波导-探针过渡可以得出其等效电路。综合以上分析，可以得出径向波导合成器的总体等效电路［10］，如图5所示。
图5 径向波导合成器总体等效电路
Yp=G+jB为探针导纳，从参考面AA′看向左边的导纳为Y1=GL+jBL，而从参考面AA′看向右边的探针阵列方向的导纳为Y2=GS+jBS。Ш铣傻缏芬达到良好匹配必须满足以下条件:
GL=GS;BL=－BS
当令Е氮1=0°时，Э梢缘玫酵馕探针阵列的总导纳为:
Y2=GS+jBS=N•(YP－jcot Φ2)=
N•(G+jB－jcot Φ2)
由以上分析可以看出，У比范了G，B和Φ2值后，也就是确定了Y2值后，那么中心探针的导纳值Yc=Gc+jBcШABCD矩阵也就确定下来。
3 四通道、八通道空间功率合成器的仿真及实现
利用HFSS对两款功率分配器建模并仿真，如┩6,图7所示，重点对中心探针和探针的长度和所在位置进行优化。虽然为多通道输出，但是探针对称分布，所优化的变量也不多，简化了设计的难度。对照图2给出八通道空间功率合成器仿真后的各参数，如表1所示。
表1 四通道合成器仿真后各参数值
abcdxB1B2B3B4RRgCC1
0.650.650.6536.112.12.23.214.8191344.6
图6 八通道合成器仿真模型及仿真结果
图7 四通道合成器仿真模型及仿真结果
对四通道合成器的结构进行了改进，并验证了等效电路的正确性。仿真后各参数如表2所示，假设矩形波导的宽度为C，长度为C1。由仿真结果可得，┧耐ǖ廓合成器在0.8 GHz的范围内dB(S(2,1))>- 6.1 dB,dB(S(1,1))- 9.1 dB, dB(S(1,1))
表2 八通道合成器仿真后各参数值
abcdxB1B2B3B4RRg
0.651.550.652.52.51.62.91.82.924.519
图8 四通道、八通道合成器实物图
表3 四通道合成器实测值
通道1通道2通道3通道4
dB(S(2,1))-6.5-6.4-6.4-6.3
表4 八通道合成器实测值
通道1通道2通道3通道4通道5通道6通道7通道8
dB(S(2,1)-9.4-9.2-9.2-9.8-9.7-9.4-9.5-9.4
4 结 论
本文所研究的波导内空间功率合成技术不同于传统的功率合成技术，从电路结构来看，功率分配与合成是在波导内采用电磁场祸合的形式完成，各端口间没有直接的电路接触，采用多端口形式，插入损耗小，工作频带宽，因而输出功率大，合成效率高，满足宽频带要求，对大功率、宽频带微波毫米波功率合成系统的研究具有极大的参考价值，对跟踪世界先进技术，发展国防，有着重要的现实意义。
参 考 文 献
［1］DURKIN M F, ECKSTEIN R J, MILLS M D. 35 GHz active aperture[C]// 1981 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest. Los Angeles, CA, USA: IEEE, 1981，81(l):425-427.
［2］ALEXANIAN A, YORK R A. Broadband spatially combined amplifier array using tapered slot transitions in waveguide[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 1997, 7(2):42-44.
［3］JIANG X, ORTIZ S C, MORTAZAWI A. A Ka-band power amplifier based on the traveling-wave power-dividing/combining slotted-waveguide circuit[J]. IEEE Trans. on Mircrowave Theory Tech., 2004, 52(2):633-639.
［4］［美］POZAR Daadrei M.微波工程［M］.北京：电子工业出版社，2006.
［5］顾继慧.微波技术［M］.北京：科学出版社，2004.
［6］赵晨曦.Ka波段空间功率合成功率放大器的研制［D］.成都：电子科技大学，2007.
［7］宋开军.基于波导的微波毫米波空间功率合成技术研究［D］.成都：电子科技大学，2007.
［8］［美］GREBENNIKOR Andrei.射频与微波功率放大器的设计［M］.北京：电子工业出版社，2006.
［9］李绪益.微波技术与微波电路［M］.广州：华南理工大学出版社，2007.
［10］《中国集成电路大全》编委会.微波集成电路［M］.北京：国防工业出版社，1995.
作者简介： 苏 斌 男，1981年出生，河南南阳人，硕士，工程师。主要研究方向为微波电路系统与器件。
