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开关电源设计范文1
【关键词】电力仪表开关电源TOP260EN
中图分类号：F407.61 文献标识码：A 文章编号：
随着电力仪表测量精度的不断提高以及体积越来越小，传统的线性电源虽然设计简单方便，使用的器件较少，纹波能满足仪表设计的要求，但是要求输出功能变大时，变压器的体积是很多工程师棘手的问题，而且成本也随之增加。开关电源体积小、宽输入电压，而且使用合适的元器件，合理的PCB布线，同样也能输出较好的纹波，价格上也可以接近线性电源，甚至更低。本文基于TOP260EN对电力仪表的开关进行了简单的设计。
一、TOPSw itch-HX系列芯片介绍
1、芯片性能特点
TOPSwitch-HX系列芯片是美国Power Integrations公司最新推出的一组开关电源集成芯片。它将高压功率MOSFET、PWM控制器、故障保护电路以及其他控制电路集成到单个CMOS芯片中，具备过压、欠压、过流、过热保护、远程控制等众多功能。它广泛地应用于中小功率开关电源中，使电源损耗更少、电磁干扰更少、体积更小、效率更高、可靠性更高。TOPSwitch-HX系列产品具有以下显著特点：
(1)将脉宽调制(PWM)控制系统的全部功能集成到三端芯片中，内含脉宽调制器、功率开关场效应管(MOS- FET)、自动偏置电路、保护电路、高压启动电路和环路补偿电路，通过高频变压器使输出端与电网完全隔离，真正实现了无工频变压器、隔离式开关电源的单片集成化，使用安全可靠。
(2)采用漏极开路输出，并利用控制极反馈电流IC来线性调节占空比实现AC/DC变换的，即属于电流控制型单片开关电源。
(3)输入交流电压和频率的范围极宽。作固定电压输入时，可选110V/115V/230V交流电，允许变化±15%。在宽电压范围输入时，适配85~265V交流电，但输出功率峰值POM要比前者降低40%。
(4)它只有三个引出端，能以最简方式构成无工频变压器的单端反激式开关电源。开关频率的典型值为100 kHz，允许范围是90 k~110 kHz，占空比调节范围是1.7%~67%。
(5)电路简单，电磁干扰小，成本低廉。由于芯片本身功耗很低，电源效率可达80%左右，最高可达90%
2、芯片内部结构图和引脚功能
TOPSwitch-HX封装主要分为Y封装、E封装、L封装、M封装、P和G封装。现以图1(a)所示的E封装内部结构图来说明TOPSwitch-HX系列芯片的结构特点，其主要由以下几部分组成： (1)控制电压源；(2)带隙基准电压源；(3)频率抖动振荡器；(4)并联调整器/误差放大器；(5)脉宽调制器(含PWM调制器和触发器)；(6)过电流比较器；(7)门驱动级和输出级；(8)具有滞后特性的过热保护电路；(9)关断/自动重启动电路；(10)高压电流源；(11)软启动电路；(12)输入过压、欠压检测及保护电路；(13)电流极限调节器；(14)线路检测器；(15)线路检测端和极限电流设定端的内部电路；(16)停止逻辑；(17)开启电压为1V的电压比较器。
（a）内部结构图
（b）引脚排列图
图1TOPSwitch-HX E型封装的内部结构图和引脚排列图
本次设计选用E封装的TOPSwitch-HX芯片，其
引脚排列如图1(b)所示，引脚功能如下。
漏极引脚(D)：MOSFET漏极引脚，通过内部高压电流源为内部电路提供启动偏置电流。
控制引脚(C)：误差放大器及反馈电流的输入脚，与内部并联调整器相连接，可控制占空比。
极限电流设定端引脚(X)：用于对外部电流设定调整，在此端接上不同的电阻，可使开关电流设定为不同的数值。连接至源极引脚(S)则禁用此引脚的所有功能。
电压监测引脚(V)：是过压(OV)、欠压(UV)、降低DCMAX的线电压前馈、输出过压保护(OVP)、远程开/关和器件重置的输入引脚。连接至源极(S)引脚则禁用此引脚的所有功能。
源极引脚(S)：源极连接点，用于高压功率的回路。它也是初级控制电路的公共点及参考点。频率引脚(F)：用于选择开关频率的输入引脚，如果连接到源极(S)引脚则开关频率为132kHz，连接到控制引脚(C)则开关频率为66kHz。
二、辅助电源的设计
1、设计要求
超声波发生器对辅助电源的要求是：可靠、稳定、小型、高效率；交流输入电压为85~265VAC；适应负载在较大范围变化；自保护功能齐全。设计技术指标如下，输入电压： 85~265V AC(50Hz)；输出电压和电流： 3路共地， 20V/2A， 12V/1A， 5V/1A； 1路独立地5V/1A；输出电压纹波：≤1%；电源效率η：≥75%；电压调整率SV：±1%；负载调整率SI：±1%。
2、电路设计及工作原理
(1)开关电源集成芯片的选取
由设计要求，可确定电源工作方式为反激式，可计算出电源输出总功率P为62W(P=20×2+12×1+5×1×2=62W)。考虑到设计时需要留有一定裕量，为此可选用TOP260EN芯片，其最大输出功率为93W(适配器模式)。以TOP260EN为核心设计的辅助电源如图2所示。
图2辅助电源原理图
(2) EMI滤波电路与输入整流滤波电路设计
电容C1、C6和电感L1、L2组成EMI滤波电路，其中C6能滤除变压器一次、二次绕组耦合电容产生的共模干扰。桥块BR1和电容C2、C4组成一次整流滤波电路，其中C4为开关电源提供去耦，从而降低差模干扰，C2可确保低纹波直流电流进入反激式转换器级，C2的容量可依照经验来取值，可取容量为120μF、耐压为400V的电解电容。
(3) TOP260EN电路的设计
为了减小变压器和电源的体积，将引脚(F)与引脚(S)短接，使TOP260EN工作在开关频率为132kHz的全频方式。电阻R5、R6和R7用来限制功率，保证在输入电压波动时维持相对恒定的过载功率。将引脚(V)与直流电压输入端之间接入线电压检测电阻R(R=R3+R4)，可为TOP260EN提供线电压前馈信号，一方面保证在直流输入电压下降到100V时，输出没有干扰，实现欠压检测功能；另一方面保证在直流输入电压升至450V以上且电压恢复正常值以前时，使TOP260EN停止工作，防止器件损坏，实现过压检测功能。线电压检测电阻R可由式(1)和式(2)确定为4MΩ。
UUV=IUVR （1）
UOV=IOVR （2）
式中：UUV、UOV、IUV、IOV分别为TOP260EN的欠压、过压、欠压电流、过压电流，其数值分别为100V、450V、25μA、112.5μA。
为了吸收TOP260EN关断时高频变压器一次绕组漏感产生的尖峰电压，以保护MOSFET不受损坏，设计了一个由R8、R9、C5、VR1、D1构成的高效率箝位电路，使漏感中的能量大部分消耗在R8、R9上；同时，通过VR1可将电压箝位在限定范围内，使电源在开启和过载情况下均能满足要求。VR1选用箝位电压为180V的瞬态电压抑制器，D1选用反向耐压为600V的超快恢复二极管。
(4)变压器设计
高频变压器是开关电源的核心元件，在电路中兼有能量转换、电压变换、限流和隔离作用，是整个设计中的难点和关键。在设计和制作时，对磁芯材料的选择、磁芯与线圈的结构、绕制工艺等都要有周密考虑。为了合理选择变压器的磁芯，确定初级、次级线圈的线径、匝数及气隙等参数，本设计选用开关电源专用设计软件PI-Expert来计算变压器参数。磁芯选择：磁芯材料NC-2H，磁芯类型EE35，相关参BW=15.70mm，ML=0mm，MR=0mm，AE=101.40mm2，ALG=324nH/T2，BM=219mT，BP=303mT，BAC=56mT；气隙：LG=0.379mm；初级线圈电感量LP=230μH，初级匝数NP为27. 3匝(实际取28匝)，初级线径为AWG25(0.45mm)，2股并绕，初级漏感LL为6.3μH；反馈绕组匝数NB为6匝，反馈绕组线径为AWG25(0.45mm)，2股并绕；次级20V/2A绕组匝数为3匝，线径为AWG25(0.45mm)，2股并绕；次级12V/1A绕组匝数为2匝，线径为AWG25(0.45mm)，3股并绕； 5V/1A绕组匝数为2匝，线径为AWG25(0.45mm)， 4股并绕；5V/1A绕组匝数为2匝，线径为AWG25(0.45mm)。软件给出的参数都是经过一定优化得到的，故实际设计中优先选用这些推荐参数，实践证明这样做是合理且高效的。
(5)输出整流滤波电路的设计
高频变压器的二次侧输出电压经二极管D2~D5整流后，由电解电容C13~C16滤波，再经电感L3~L6低通滤波后送给电解电容C17~C20，进一步降低直流电压的交流纹波后向负载输出。设计时，要选用等效串联电阻很小的输出滤波电容，以避免因电容损耗增大而引起的电源可靠性降低。
(6)反馈控制电路的设计
电源能否稳定地工作在额定范围内，反馈控制电路的设计是很重要的。设计中，对于精度要求较高的5V输出，采用线性光耦LTY817C和三端精密稳压器LM431等元件组成电气隔离式反馈电路，其工作原理是：变压器次级偏置绕组的输出电压经过D6、C11整流滤波后给LTY817C中的接收管U2B提供偏置电压，5V输出经电阻分压器R17、R18获得取样电压，与LM431中的2.5V基准电压相比较后产生误差电压，使LTY817C中发光二极管的工作电流产生相应变化，再通过LTY817C隔离放大去改变控制引脚(C)的电流，从而调节TOP260EN的输出占空比，达到输出5V电压稳定的目的。其中R16为限流电阻，推荐值R16=100Ω；电阻分压器R18典型值为10kΩ，R17阻值可根据式(4)确定为10kΩ。
R17=10×(5-2.5) /2.5(kΩ)(4)
C8为控制端的旁路电容；C9与R15一起构成尖峰电压滤波器，使偏置电压在负载较重时能保持恒定；C21为软启动电容； C22和R19构成控制回路的补偿元件；另外，本设计还通过VR2、R12、D7、VR3、R20、U3、R13、D8等器件实现可选次级侧过压保护功能。如果某元件出现故障而导致反馈环路开环，偏置绕组电压将会上升，此时VR2将击穿并通过R12、D7触发引脚(V)而启动过压保护；同时，输出端的电压过高将导致VR3击穿，并使流经R20和U3A中电流增加，进而使U3B中的电流产生相应变化并经R13和D7触发引脚(V)而启动过压保护。
结束语
本文采用TOP260EN研制了一款单片开关电源，论文给出了电路各部分的详细设计方法，并进行了参数计算，通过实测结果分析，验证了理论的可行性，并且产品作为辅助电源应用于某项目中，取得了很好的效果。
参考文献
[1] 闫群民，马永翔. 基于TOP225Y的双输出开关电源设计[J]. 电源技术应用. 2008(07)
开关电源设计范文2
关键词： 星载电源； 多路输出开关电源； 小型化设计； 电路设计
中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）20?0145?03
Design of satellite?borne multi?channel output DC/DC converter
ZHANG Qian， LIU Ke?cheng， WANG Wei?guo
（Lanzhou Institute of Physics， Lanzhou 730000， China）
Abstract： A satellite?borne multi?channel output DC/DC converter is introduced. The method of the power supply design can meet the needs of most of the satellite?borne multi?channel output DC/DC converters. The design characteristics of the power supply are particularly introduced. The operating principle is analyzed. The design formulas are also given. The miniaturization design of the satellite?borne DC/DC converter was optimized. It can be widely used in satellite?borne multi?channel output DC/DC converters.
Keywords： satellite?borne power supply； multi?channel output DC/DC converter； miniaturization design； circuit design
随着我国航天事业的发展，卫星有效载荷的数量和种类越来越多，势必要求与之相配套的开关电源的体积和重量进一步减小。因此，开关电源的小型化设计成为目前星载开关电源研究的一个热门课题。众所周知，开关电源的小型化可以从优化电路设计和采用新工艺两个方面入手，例如采用混合厚膜工艺可以大幅度地减小电源的体积和重量，但国产混合厚膜开关电源在航天领域目前还处在推广中，主要是其抗辐照性能对于高轨长寿命卫星来说存在着一定的局限性。因此，采用表贴工艺的开关电源在航天领域依然具备广阔的市场。这就要求必须在电路设计上进行优化，以满足星载开关电源小型化的要求。本文介绍一种多路输出开关电源，它采用不同拓扑组合的方式，能够满足星上大部分中小功率设备的供电需求。
1 星载多路输出开关电源的几种设计方案
1.1 单端反激式多路输出开关电源
图1所示单端反激式多路输出开关电源的设计思路是：考虑到星载开关电源的磁隔离要求，采取前级自持预稳压，后级各路输出进行二次稳压的方式。反激式拓扑的特点是电路结构简单，易于实现多路输出。如果不采用二次稳压，次级各路输出的电压和负载稳定度不会优于±3%，很难满足星上大部分用电设备的需求，因此，常常会在输出端进行二次稳压。常用的方法是采用三端稳压器进行二次稳压，这样输出各路电压稳定度优于±1%，能够满足星上用电设备的需求，采用三端稳压器进行二次稳压的另一个优点是如果用电设备对低频干扰比较敏感，那么输出后级采用三端稳压器进行二次稳压还能有效隔离输入端引入的低频干扰，保证用电设备正常工作[1]。但是单端反激式多路输出开关电源同样有它的局限性，如果其中某一路输出电流比较大，后级采用三端稳压器进行二次稳压会造成很大的功耗，从而降低了电源的转换效率，进而影响了电源的工作寿命。
1.2 单端正激式多路输出开关电源
图2所示单端正激式多路输出开关电源的设计思路是：主路输出采用闭环直接反馈控制，辅输出采用磁链耦合技术以改善辅路输出的电压和负载稳定度。设计上一般主路输出功率比较大，辅路输出功率相对比较小，即便如此辅路输出的电压和负载稳定度也不会优于±5%，而且辅路输出的功率越大，辅路输出的稳定度也越差。这种方案一般设计成3路电源，路数再多辅路输出的稳定度就无法接受了。总体上单端正激式多路输出开关电源辅路输出负载和电压稳定度要比单端反激式多路输出开关电源各路输出负载和电压稳定度差。
图1 单端反激式多路输出
图2 单端正激式多路输出开关电源
1.3 单端反激和单端正激相结合的多路输出开关电源
从图3可以看出电源由反激拓扑和正激拓扑组成，考虑到电源小型化的需求，电源共用一个消浪涌电路和输入滤波电路。反激电路组成三路小电流输出，后级各路输出通过三端稳压器进行进一步稳压，反激主变压器上绕制的两个辅助绕组的输出电压给正激电路的PWM芯片供电，由于反激电路采取了前级预稳压，同时给PWM芯片供电的负载电流比较小（小于100 mA）。因此反激主变压器上的两个辅助绕组给PWM芯片的供电电压非常稳定，能够满足在不同条件下PWM芯片的供电要求。这种方案既满足了星用开关电源的磁隔离要求，又避免了方案（1）中大负载电流下使用三端稳压器进行二次稳压造成的功耗过大的问题，同时也解决了方案（2）中的辅路输出稳定度不高的问题。最大的优点是这种方案不受路数上的限制，设计上可以把小电流各路全部在单端反激中输出，大电流各路从单端正激中输出。本文设计了一款五路输出电源，其中18.5 V，±14.5 V负载电流小于1 A从三路反激电源中出；7.5 V，5.5 V负载电流比较大从正激电源中出，它们的PWM芯片供电电压都是从三路反激电源的辅助绕组中输出的。
2 关键电路参数设计
技术指标如下：输入电压为DC 25～33 V；开关频率为200 kHz；最大占空比为0.5；输出电压/电流为18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；转换效率≥78%。
图3 单端反激和正激相结合的多路输出开关电源
2.1 变压器的设计
电源涉及反激电路和正激电路变压器的设计，反激变换器的特点是当主功率开关管导通时变压器原边电感存储能量，负载的能量从输出滤波电路的电容处得到；而当关断时，变压器原边电感的能量将会传送到副边负载和它的滤波电容处，以补偿滤波电容在开关导通状态下消耗的能量[6]。具体设计如下：由于铁氧体材料有很好的储能和抑制信号传输过程中的尖峰和振铃作用，因此采用这种材料作为变压器磁芯是最好的选择之一。综合考虑反激电源的额定功率，转换效率以及磁芯的窗口利用率，选择RM8作为反激电源变压器的磁芯。初级线圈的峰值电流为：
[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）
式中：[Uimin]为变压器初级输入的最小直流电压；T为开关电源周期；[Tonmax]为开关管导通时间；[Po]为输出功率；η为变换效率。
初级线圈的电感为：
[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）
初级绕组的匝数为：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）
式中：[Sc]为磁芯有效截面积；[ΔB]为磁芯工作磁感应强度。
初次级绕组匝数比为：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）
式中：[UD]为输出整流二极管，[Us]为次级输出电压。
次级绕组匝数为：
[n12=NpNs] （5）
变压器气隙为：
[Ig=μrN2pScLp] （6）
式中：[Ig]的单位为mm；[μr]=4π，[Sc]的单位为mm2；[Lp]的单位为mH。按照式（1）～式（6）计算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝数为9匝；±14.5 V时匝数为7匝。给PWM芯片供电的两个辅助绕组的匝数为6匝，变压器气隙为0.24 mm。
正激电路变压器的设计同样需要综合考虑电源的额定功率，转换效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V选择RM6作为变压器磁芯，5.5 V选择RM8作为变压器磁芯。初级绕组匝数为：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）
式中：[Tonmax]的单位为s，[ΔB]的单位为T，[Sc]的单位为cm2。
次级绕组匝数为：
[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）
式中[Dmax]为最大占空比。
按照式（7）～（8）计算得：7.5 V输出[Np]为13匝，[Ns]为10匝；5.5 V输出[Np]为8匝，[Ns]为5匝。变压器导线电流密度取7～8 A/mm2。
2.2 输出滤波电路的设计
反激变换器由于其主变压器初级充当了储能电感的作用，因此其输出各路可以不要差模电感，考虑到EMC的需要，可在输出各路增加一个共模电感，反激变换器的输出电容可由式（9）算出。
[C≥5TsU08UoppR] （9）
式中：[Ts]为电源周期；[U0]为电源各路额定电压；[Uopp]为输出纹波电压，[R]为负载电阻，工程实际中还需要考虑电源的ESR值。
按照式（9）计算得：18.5 V输出[C≥]21 μF，14.5 V输出[C≥]19 μF，-14.5 V输出[C≥]7 μF。正激变换器输出差模电感工作在连续状态其输出纹波电压小，工作在非连续状态其输出纹波电压大。设计上一般将额定输出电流的设定为电感连续和非连续工作状态的临界点，得到输出差模电感的计算公式为：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）
按照式（10）计算得：7.5 V输出[L0]=57 μH，5.5 V输出[L0]=20 μH。按照式（9）计算得各路输出滤波电容：7.5 V输出[C≥]169 μF，5.5 V输出[C≥]365 μF。
2.3 关键点波形和数据
表1列出了反激电路两个辅助绕组给正激电路PWM芯片供电的电压在不同输入电压负载一定下的电压值，表2列出了输入电压一定负载变化下的电压值。
表1 不同输入电压负载一定下的电压值 V
表2 输入电压一定负载变化下的电压值 V
图4 额定输入下反激电路主开关管漏源波形
图5 额定输入下7.5 V正激电路主开关管漏源波形
3 结 论
本文介绍了一种新型的星用多路输出开关电源，不仅有效地解决了传统星用开关电源的一些弊病，同时在电源的小型化设计上具备一定的优势，在星用开关电源的应用上具备广阔的前景。
图6 额定输入下5.5 V正激电路主开关管漏源波形
参考文献
[1] PRESSMAN A L.开关电源设计[M].王志强，译.北京：电子工业出版社，2005.
[2] 刘胜利.现代高频开关电源实用技术[M].北京：电子工业出版社，2001.
[3] 户川治郎.实用电源电路设计[M].北京：科学出版社，2005.
[4] 甘久超，谢运祥，颜凌峰.DC/DC变换器的多路输出技术综述[J].电工技术杂志，2002（4）：1?4.
开关电源设计范文3
关键词： 准谐振； 反激； CRM； DCM； FFM； UCC28600
中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）21?0148?04
准谐振转换是十分成熟的技术，广泛用于消费产品的电源设计中。新型的绿色电源系列控制器实现低至150 mW的典型超低待机功耗。本文将阐述准谐振反激式转换器是如何提高电源效率以及如何用UCC28600设计准谐振电源。
1 常规的硬开关反激电路
图1所示为常规的硬开关反激式转换器电路。这种不连续模式反激式转换器 （DCM）一个工作周期分为三个工作区间：（[t0～][t1]）为变压器向负载提供能量阶段，此时输出二极管导通，变压器初级的电流通过Np：Ns的耦合流向输出负载，逐渐减小；MOSFET电压由三部分叠加而成：输入直流电压[VDC、]输出反射电压[VFB、]漏感电压[VLK。]到[t1]时刻，输出二极管电流减小到0，此时变压器的初级电感和和寄生电容构成一个弱阻尼的谐振电路，周期为2π[LC]。在停滞区间（[t1～][t2]），寄生电容上的电压会随振荡而变化，但始终具有相当大的数值。当下一个周期[t2]节点，MOSFET 导通时间开始时，寄生电容 （[COSS]和[CW]）上电荷会通过MOSFET放电，产生很大的电流尖峰。由于这个电流出现时MOSFET存在一个很大的电压，该电流尖峰因此会做成开关损耗。此外，电流尖峰含有大量的谐波含量，从而产生EMI。
2 准谐振反激式设计的实现
利用检测电路来有效地“感测”MOSFET漏源电压（[VDS]）的第一个最小值或谷值，并仅在这时启动MOSFET导通时间，由于寄生电容被充电到最低电压，导通的电流尖峰将会最小化。这情况常被称为谷值开关 （Valley Switching） 或准谐振开关。这种电源是由输入电压/负载条件决定的可变频率系统。换言之，调节是通过改变电源的工作频率来进行，不管当时负载或输入电压是多少，MOSFET始终保持在谷底的时候导通。这类型的工作介于连续 （CCM） 和不连续条件模式 （DCM） 之间。因此，以这种模式工作的转换器被称作在临界电流模式 （CRM） 下工作。临界模式下MOSFET漏源电压如图2所示。
在反激式电源设计中采用准谐振开关方案有着许多优点：
（1）降低导通损耗
由于MOSFET导通具有最小的漏源电压，故可以减小导通电流尖峰。减轻了MOSFET的压力，降低器件的温度。
（2）降低输出二极管反向恢复损耗
由于二次侧的整流管零电流关断，反向恢复损耗降低，从而提高电源整体效率。
（3）减少EMI
导通电流尖峰的减小以及在准谐振过程中存在频率抖动， 将会减小EMI 噪声，这就减少EMI滤波器的使用数量，从而降低电源成本。
3 基于UCC28600控制器的钨灯电源的设计
3.1 UCC28600控制器的主要特性
UCC28600控制器的主要特性有先进的绿色模式控制方式；低EMI及低损耗（谷底开关）的准谐振控制方式；空载损耗小于150 mW（低待机电流）；低启动电流（最大 25 μA）；可编程过压保护（输入电压和输出电压）；内置过温保护，温度回复后可自动重启；限流保护：逐周期限功率，过电流打嗝式重启；可编程软启动；集成绿色状态脚（PFC使能端）。
3.2 UCC28600工作原理
UCC28600内部集成了UVLO比较器，高频振荡器，准谐振控制器和软起动控制器，待机模式跳脉冲比较器，输入和输出过电压保护。其内部结构图如图3所示。
（1）UVLO比较器
UCC28600的[VDD]电压在13 V起动，在低于8 V时关闭， 有5 V的滞差电压， 可以提高UCC28600工作的稳定性。
（2）内部振荡器
UCC28600内部集成了一个40～130 kHz的振荡器。
（3）准谐振控制器和软起动控制器
UCC28600采用准谐振的开关变换器以提高转换效率，利用变压器的励磁磁通，在开关关断期间，检测变压器绕组的输出电压，如果电压偏低及处于振荡的波谷时，可以确认该时刻变压器励磁磁通耗尽，可以开启下一周期。该准谐振模式可分为临界导通模式（CRM）和不连续导通模式（DCM）以及频率调制模式（FFM）。
（4）待机模式和跳脉冲比较器
当功率继续减小，UCC28600进入待机模式；频率调制模式（FFM）频率下降到40 kHz，不再减小；当FB小于0.6 V时，开关脉冲输出关断，当FB大于0.7 V时，开关脉冲正常输出，从而得到跳脉冲模式的待机工作状态。
（5）输入和输出过电压保护
OVP引脚为过电压（线电压和负载电压）输入脚以及谐振开通的响应脚，此脚通过变压器初级偏置线圈来侦测输入过压，负载过压及谐振条件，其过压点可通过与此脚相连的电阻来灵活调节。
3.3 钨灯电源的技术指标
输入电压：95～260 V AC 50/60 Hz；输出电压：5 V；输出电流：4.3 A；可遥控关闭电源输出。
3.4 电源设计过程
钨灯电源电路图如图4所示，交流电源从左上角输入，经输入电源滤波器、整流桥、高压电容，转为约130～360 V的直流高压。[N14、][V30]组成高压侧主电路，将直流高压斩波为脉冲电压，通过变压器耦合，经[V12]整流输出，输出电容滤波为直流电压。
3.4.1 启动电路
由于UCC28600的启动电流非常小，典型值为12 μA，可以大大降低启动电阻的功耗，因而启动电阻由三个300 kΩ的贴片电阻串联而成。但由于[VDD]引脚需要一个足够的储能电容防止在工作时出现打嗝现象，带来的一个问题是[VDD]启动时电压上升过慢，电源启动时间过长。解决方法是[VDD]引脚采用小电容，反供绕组采用大电容，两者之间用[V34]（1N4148）隔离。
3.4.2 遥控电路
遥控电路用光耦TLP181安全隔离，当遥控信号输入CTL端加电流信号时，光耦输出端导通，通过[V33]将UCC28600的SS引脚拉低，关闭MOSFET的驱动信号；通过[R32]将[VDD]电压拉低，低于UCC28600的启动电压，避免芯片一直处于重启过程。
3.4.3 反馈电路
采用TL431采样输出端电压，通过光耦TLP181隔离后反馈到芯片的输入端。TL431的基准电压为2.495 V，通过[R84、][R85]的分压，将输出电压设定在11.5 V。由于负载为固定钨灯电源，所以不用考虑电源的瞬态相应，故TL431的补偿电容采用简单的Ⅰ类补偿，电路简单，稳定可靠。
3.4.4 变压器设计
设在最大负载时，UCC28600工作在准谐振模式，其最大占空比发生在最低输入电压时，在固定输入电压和输入功率的情况下：
初级绕组采用2×0.35漆包线，次级采用125 μm铜箔，采用三明治绕法，磁芯中心柱开气隙，使ALG为275 nH/T2。
3.5 测试数据
3.5.1 电源转换效率
电源在不同输入输出条件下效率如图5所示。
3.5.2 不同状态下的开关管波形
电源在不同状态下的开关管波形如图6所示。
由图6可以看出，当输出负载很小时，电源是工作于跳脉冲模式，这样可以降低开关损耗，提高轻载电源效率；随着负载加大，电源开始进入频率调制工作模式。在满载且输入电压较高时，电源工作于频率较高的准谐振模式；如果输入电压较低时，工作模式不变，但开关频率降低，维持开关管在波形谷底导通。
4 结 语
实践证明，基于UCC28600的准谐振反激式开关电源具有输入电压范围宽、输出电压精度高、高转换效率、低待机功耗等特点。本电源应用于钨灯电源中，最高效率达到86%，收到了良好效果。
参考文献
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开关电源设计范文4
【关键词】开关电源；无源功率；因数校正；优化设计
中图分类号：S611文献标识码： A
1.前言
我国早在2002年就开始在全国范围内实行中国强制认证要求，即所谓的3C认证，3C认证有如下的要求：第一，要采用更加严格的电磁兼容（EMC）的要求标准，并型号提供电磁兼容性能简要报告以及相关的文件；第二，对谐波电流的限定和控制的强度需要加强，其实际过程中是添加了PFC（功率因数校正）电路。采取二极管整流、电容滤波的非线性是电路计算机开关电源的原理，它具有输入功率比较低，很强的谐波电流的特点和优势，从而可以用PFC电路来提高功率的因数，对谐波起到一定阻碍效果。这也就意味着功率因数的高低及其谐波电流失真状况是影响计算机电源的一个非常重要的因素。
2.功率因数的校正
根据我们所能掌握的情况来说，PFC（功率因数校正）分为无源PFC和有源PFC两种模式。
如图1所示，便是无源PFC电路的典型代表。
图1 无源PFC电路的运用代表图
事实上，为了防止开关电源的电磁干扰通过进线干扰开关电源外的其它电路或设备，通常会将电感接在整流器的前面，正如下图2所示，这样的改进消除了无源PFC电路中的电感的直流分量，可以防止电感铁芯饱和的情况发生。
应用无源PFC的优势表现在很多方面：方法简略、靠得住，不用进行控制，而且还能够使得输入的电流的总谐波含量和基波比下降到30%以内，输入电流的总谐波的含量及其3、5、7等奇次谐波可以获得很好的改善，功率因数也可以获得很好的提升。由于在电路中应用了串联电感补偿的方法，这样就会在必然程度上降低了成本。
图2 改进型的无源PFC电路
当然，从辨证的角度出发客观的研究无源PFC电路，也不难发现它也具有一些缺点，由于它增加了无源的元件，所以体积就会变得很大而且也会比较的笨重，导致校正之后的功率因数也不是非常的高，一般为0.8左右，并且还会释放大量的热，也有可能引发工频共振和噪声。
有源PFC和无源PFC相比，有源的PFC主要是使用了全控开关器件构成的开关电路，这样来使输入电流的波形跟随电压波形变化，从而能使电流和电压达到同相的目标。
使用有源PFC电路的开关电源的优势主要表现在两个方面，其一，能够使得总谐波的含量下降到5%以内，而功率因数则会跨越0.99，而且还能把开关电源输入电压的区域扩大为全域电压。其二，它还具有稳定性好、振动和噪声比较小的好处。
有源PFC技术的采用是可以很好的降低谐波的含量、增大功率的因数的，如此就满足了谐波含量的要求。但是，由于电路和控制都是比较复杂的，因而会产生较高的成本费用，并且开关器件的高速开关会导致电路开关的耗损增大，这样效率就会比无源PFC电路的效率低一些。
3.无源的PFC的工作原理
假设电源电压是正弦波，它的表达式可以表示为es=Essint；假设非线性负载从交流电源汲取的电路是周期性非正弦波形，可用以下式子进行表示：
Il=Insin(nt+n)
=I1cos1sint+I1sin1cost+I0+Insin(nt+n)
在上式中，等号右边的第1项是基波有功电流的分量，被记为ip；其次是基波无功电流的分量ir；第3项是直流分量；第4项是负载电流iL的高次谐波分量之和，被记为ih。
先计算出在一个周期内的平均功率，从而求得有功功率
P=iLdt=[ip+ii+I0+ih]dt
由此式积分以后演变可得
P=EsI1cos1
视在功率为
S=EsIL
则功率因数为
=P/S=I1/ILcos1=PF
4.无源PFC电路的仿真
在无源PFC的基础原理上，使用了下图3所示的电路进行仿真。
图3 无源PFC仿真的电路图
单相PFC电路的输入电路的电压和电流都是属于正弦波的模式的，输入的电压E=220V，C=300μF。
在PFC的电路中，选取合适大小的电感值L，这一点对于功率因数的校正是十分重要的。本文应用的就是MUTISIM仿真，在负载功率不同的情况下，经过对系统结构中的电感的参数大小的改变来观察系统的输出电流的波形，以及各个谐波的比例。
在负载不变的条件下，无源PFC电路的电感L取值不一样会对电路的功率因数有较大的差异，并且会呈一定的提高趋势，电感L值越大，高次谐波的分量就会越小，这时的电流波形类似于正弦波，相对应的电压相位的差值会越大。表1就为电感及其负载不同的时候的仿真的结果。
表1 电感L及不同负载情况下的功率因数
负载电阻
电感(mH) 100Ω 200Ω 300Ω 400Ω 500Ω 600Ω 700Ω 800Ω 900Ω
5 0.713 0.696 0.678 0.665 0.638 0.624 0.621 0.615 0.610
10 0.749 0.731 0.725 0.697 0.674 0.661 0.658 0.650 0.643
20 0.712 0.705 0.698 0.699 0.637 0.612 0.633 0.637 0.632
30 0.695 0.688 0.679 0.673 0.512 0.611 0.632 0.615 0.613
40 0.745 0.733 0.731 0.728 0.715 0.724 0.725 0.721 0.720
50 0.643 0.667 0.695 0.682 0.685 0.667 0.643 0.631 0.620
60 0.737 0.723 0.731 0.736 0.741 0.721 0.715 0.707 0.702
70 0.688 0.733 0.718 0.722 0.737 0.729 0.724 0.714 0.716
80 0.698 0.718 0.719 0.743 0.753 0.755 0.757 0.746 0.752
90 0.674 0.688 0.716 0.723 0.715 0.721 0.718 0.721 0.726
100 0.669 0.701 0.728 0.711 0.724 0.716 0.723 0.734 0.738
200 0.482 0.625 0.681 0.699 0.720 0.725 0.734 0.735 0.733
250 0.712 0.582 0.628 0.639 0.671 0.689 0.711 0.715 0.716
300 0.494 0.599 0.602 0.598 0.603 0.614 0.625 0.634 0.642
从表1我们就能够看出，当负载一定的时候，电感L的取值不同会造成校正后的功率因数有所变化。电流和电压的相位差与电感L的取值呈同向发展的态势，也就是说电感L的取值越大，电流和电压的相位差就越大，由此导致功率因数下降。当电感L的取值越小时，奇次谐波就会越大，如此也会降低功率因数；当电感L取定值时，跟着负载的增大，功率因数就会下降，而且负载变大，输入的电流就会越大，就会更容易使得电感铁芯趋于饱和，与此同时也会使得电源的输入功率降低。所以只有电感L取得合适值的时候，校正的效果才能达到最佳的状态。
依据表1中的数据，我们可以做出不同负载下功率因数与电感L之间的曲线关系图（如图4所示）
图4 功率因数与电感L的关系曲线图
从上附表和图中，我们可以看出，PFC技术运用在小功率的开关电源电路的时候，校正的效果是比较好的。然而，在许多的实际应用的案例中，很多的电源工作是都是达不到额定功率的，而且多数情况下都是处在轻载的状态的。无源PFC电路当处于轻载和满载的时候，校正的效果也是有所不同的。据我们所知，轻载时校正的功率因数是比满载的时候略微低点，这是在当无源PFC电路在处于轻载的时候会出现的状况。
按照表1 的数据、功率因数和电感L之间的曲线关系及其输入电压和电流相位的关系可以推断找到适合的电感值，而且是能够满足高次谐波的水平的。
一般情况下，在做PFC的分析时，大部分应用的是如图1所示的典型的无源PFC电路，它的电感是接在整流器的后面的，但是实际应用中常常使用如图2所示的经过改进的PFC电路，它的电感是接在整流桥的前面的，这种接法对于去除直流分量是很有效果的。如图5和图6所示，当L=0.06H，RL=300Ω的时候，分别使用图1 和图2的两种电路结构仿真得到的输入电流的频谱图。
图5无源PFC仿真的输入电流频谱图
图6 改进型的无源PFC仿真的输入电流频谱图
从图5所反映的结果来看，较大的直流分量很明显是运用了无源PFC电路结构的，同时我们也能看出电源功率的下降也是很明显的，谐波主要是来自偶次谐波，这样也会导致较大的无功分量的。所以说，现实中的电路中的电感L通常都是接在整流桥的前面的。
5.结束语
通过对分析仿真的无源PFC电路，可以得到下列的几个结论：
（1）输入电流谐波成分会因为PFC技术的应用而得到比较好的作用，同时，正确、合适地使用PFC技术能够适当减小输入的电流和电压的相位的差值。因此，校正功率因数的技术是提高整个电路功率因数质量的一个好的方法。当然，作为输入输出能量传递关键的电感元件，它的作用也是不可小觑。此外，对PFC的结果有作用的因素还包括电感的取值。
（2）无源PFC电路的优势在于：成本较低、较为简单、可以消除可能会产生的各种干扰噪声或信号，同时可以通过控制浪涌的电流来获得较为满意的有功分量。因此，无源PFC技术可以在小功率的场合推荐使用。
【参考文献】
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开关电源设计范文5
【关键词】变压器；电抗器；磁芯
1.概述
在电力系统中的直流系统，由于普遍采用高频模块，而对于高频模块的设计也是功率越来越大，而体积却是越来越小，这就对其设计提出了一个关键的问题，那就是如何解决磁性元件的损耗及发热问题。
高频开关电源中大量使用各种各样的磁性元件，如输入/输出共模电感，功率变压器，饱和电感以及各种差模电感。各种磁性元器件对磁性材料的要求各不相同，如差模电感希望μ值适中，但线性度好，不易饱和；共模电感则希望μ值要高，频带宽，功率变压器则希望μ值要适中，温度稳定好，剩磁小，损耗低等。在非晶材料出现以前，共模电感主要采用高μ值（6K～10K）Mn-Zn合金，差模电感多采用铁粉芯或开气隙铁氧体材料，变压器则采用铁氧体材料等。
这些材料应用技术成熟，种类也很丰富，并有各种各样的产品形状供选择。随着非晶材料的出现和技术不断成熟，在开关电源设计中，非晶材料表现出许多其它材料无法比拟的优点。几种常用磁性材料基本性能比较如表1。
2.主变压器的设计
对于高频开关电源的主要发热元件，主变压器的设计尤其重要，其尺寸的大小和材料的选择更是重要。
2.1 主变压器的磁芯必须具备的几个特点
①低损耗
②高的饱和磁感应强度且温度系数小
③宽工作温度范围
④μ值随B值变化小
⑤与所选用功率器件开关速度相应的频响
早前高频变压器一般选用铁氧体磁芯，下面对VITROPERM500F铁基超微晶磁芯与德国西门子公司生产的N67系列铁氧体磁芯的性能进行较：
从以上图表可以看出两者有以下区别：
（1）相同工作频率（200KHZ以下），非晶材料损耗明显低于铁氧体，工作频率越低，工作B值越高，非晶材料优势越明显。但在250kHZ以上频段，铁氧体损耗要明显低于非晶材料。
（2）非晶材料损耗随温度变化量大大低于铁氧体，降低了变压器热设计的难度。
（3）非晶材料导磁率随温度变化量大大低于铁氧体，降低了变压器设计的难度，提高了电源运行的稳定性和可靠性。
（4）非晶材料Bs*μ值是铁氧体的10- 15倍，意味着变压器体积重量可以大幅减小。
变压器设计过程中，最困难的是热设计，变压器的产热与多方面的因素有关，如磁芯损耗，铜损等。开关频率增加，变压器的发热呈指数增加。若采用铁氧体磁芯，由于铁氧体的居里点较低，需对变压器磁芯作散热处理，工艺制作比较复杂。若散热处理不当，铁氧体磁材高温下易失磁，导致电路工作异常。若采用非晶做变压器，将工作B由4000高斯提高到10000高斯，开关器件的工作频率则可以降到100KHz以下。非晶材料在16KHZ-100KHZ频率范围内，损耗/Bs值最低，相应的变压器匝数及体积最小，发热量也较小，对提高整机效率，减小模块电源的体积有巨大帮助。在采用软开关控制技术的前提下，可以充分发挥IGBT的低导通压降，大电流，高耐压的优点，大幅度地提高电源的可靠性。由于铁氧体的居里点较低，需对变压器磁芯作散热处理，变压器工艺制作较复杂。若散热处理不当，铁氧体磁材高温下易失磁，导致电路工作异常。
2.2 磁芯的选择
5.结束语
通过对高频电源模块的主要磁性元件的优化设计，并应用在高频电源的生产中，很好的解决了磁性元件的损耗和发热的问题，对高频电源的稳定性有了进一步的提高。
参考文献
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开关电源设计范文6
关键词：煤矿；安全开关；电源；设计
煤炭在我国的能源结构中占有重要地位，我国的煤炭产量占世界煤炭总产量的35%以上。但是，在煤炭的生产过程中，由于各种因素的影响，矿井下会产生大量的易燃易爆气体以及粉尘等，极易引发爆炸以及火灾等事故，对煤矿生产以及工人的生命财产安全造成严重影响。近年来，随着科学技术的快速发展，很多检测仪器、通讯设备、监控系统以及报警装置等被广泛运用到煤矿井下生产过程中。这些用电设备在煤矿生产中，由于各种因素的影响，可能会产生短路、漏电以及电火花等事故，煤炭井下用电安全问题已经引起社会的高度关注。
1 煤矿井下安全开关电源电路放电特性分析
在当前我国的能源结构中，煤矿仍然是支撑我国经济社会发展的重要组成部分。在煤矿井下生产过程中，由于各种因素的影响，难免会发生爆炸等危险，造成严重的人员伤亡以及财产损失等。因此，在煤矿井下生产中，应当高度重视安全开关电源设计。根据煤矿井下安全开关电源的要求，应当严格控制电路的火花放电能量，包括电路放电的电流、电压以及放电时间等。同时，煤矿井下安全开关电源还应当具有稳压、限流等功能，并且能够在特殊情况下采取快速切断保护措施，确保满足煤矿安全生产的相关要求。而由于煤矿井下安全开关电源电路中含有很多电容、电感等储能元器件，这些元器件会对电源电流的输出产生直接影响。因此，在对煤矿井下安全开关电源进行设计的时候，首先应当熟悉电容、电感放电等过程，掌握其放电的基本原理，在此基础上，才能设计出符合安全要求的煤矿井下安全开关电源。
1.1 煤矿井下电路产生电火花的规律
在易燃、易爆的环境下，电气设备在运行过程中产生出大量的电火花，在达到爆炸性气体临界值的状态下，会引燃周围爆炸性物质，造成严重的后果。因此，必须要重视研究煤矿井下电路电火花的规律，努力从源头消除其危害。大量研究表明，煤矿井下电路放电主要包括三种类型：电弧放电、辉光放电以及火花放电，或者这三种类型同时出现。一般来说，电弧放电是在电压以及电流都不高的情况下出现的，由于某种不稳定的放电经过转化产生。在电流很小而且处于低电压的状态下，因为开关器件所具有的特殊性质，电路发生切换时会产生电弧放电现象。而辉光放电则是在高电压、小电流的情况下产生的。由于这种情况很特殊，在实际的煤矿井下电路运行中非常少见。由于煤矿井下电源电路在一般情况下带有电容和电感的，电路在导通以及断开的过程中，由于击穿了放电间隙，会发生电火花放电现象，这就是火花放电产生的主要原因。
1.2 电容性电路放电特性
煤矿井下安全开关电源应当充分满足电气设备性能指标的要求，确保电气设备的安全运行。其中，电容、电感的影响较大。如果取值太大，那么相应的输出短路释放出的能量就会显著增加，而如果取值太小，就会增加开关管中的电流应力，导致输出纹波电压变大，严重影响到输出电压的稳定性。所以，在取值过程中，应当充分考虑到电气设备性能指标的要求，合理的取值是影响煤矿井下安全开关电源设计的关键性因素。在一般情况下，煤矿井下安全开关电源的输出端，会存在较大的输出电容，当出现输出短路等问题时，就会对电源安全性能产生较大危害。一般来说，要想在电容性电路放电过程中点燃气体混合物，就必须要同时满足能量、功率等要求，如果仅仅满足单个条件，即使放电时间很长，也无法点燃气体混合物。在很多时候，人们把电容性电路放电过程分为火花放电、放电维持以及极间放电结束等阶段。大量研究成果表明，在电容性电路整个放电过程中，第一阶段的能量变化最大，因而也是最有威胁性的。随着放电间隙的击穿，放电电流以及瞬时功率几乎在同一时达到最大值。可见，由于电容性电路的放电具有电压变化快、电流变化显著以及放电能量集中等特征，因此，放电引爆混合性气体的破坏后果非常严重。
1.3 电感在电容火花放电中的影响
由于煤矿井下安全电源线路回路中同时存在电容、电感这两种储能元器件，而电感的存在会对煤矿井下安全开关电源的设计产生出一定的影响。因此，要高度重视电感及其在电容火花放电中的影响进行研究。研究表明，煤矿井下安全电源电路中的初始电压以及所选取的电感数值的不同，都会对电容火花放电过程中电流的变动情况产生出明显的影响。而由于电阻的存在，会对电容火花放电造成一定的能量损耗，因此，通过串联电感能够在一定程度上减缓电容火花放电的电流增长速率，使其延迟达到电流峰值的时间，从而避免煤矿井下危险环境中可燃气体的爆炸。
2 煤矿井下安全开关电源的设计
由于在煤矿井下的易燃易爆的危险环境下工作，因此，与一般的开关电源相比，安全开关电源具有特殊要求。首先，必须有安全保护电路限制能量。依靠安全保护电路，煤矿井下安全开关电源可以有效限制故障状态下火花放电能量，包括限制放电电压、电流以及放电时间等。在安全开关电源的输出功率小，对电压的稳定性要求不高的时候，可以通过在电源输出端进行串联限流电阻的方式降低放电能量。如果安全开关电源的输出功率较大，就应当加入过流、过压多重保护电路，确保安全开关电源的安全输出。其次，重视电气隔离。电气隔离指的是安全开关电源的输出端与输入端要有电气隔离，防止能量由非本安的输入端传递至输出端，对输出端的安全性能产生不利影响。在多路输出时，一定要进行隔离处理，以限制火花放电的能量，充分满足电源线路的安全运行要求。再次，确保不间断供电。在煤矿井下承担着检测、监控以及报警等职能的电器设备必须能够在电网断电之后可以继续工作。然而，煤矿井下的供电质量比较差，经常会出现电网断电的情况，这就要求安全开关电源能够不间断供电，以确保矿井下电气设备的正常工作与运行，提高煤矿生产安全性能。最后，煤矿井下电源电路能够提供多重化保护。电源的隔离、保护以及可靠性组件的设计要确保安全等级的双重化或多重化，根据相关国家标准，煤矿井下电气设备必须满足ib等级要求，保护电路要进行多重化设计。
2.1 煤矿井下安全开关电源技术指标及结构设计
根据煤矿井下安全开关电源的工作需要，其设计技术指标主要包括：额定输入电压127VAC，频率50HZ；额定输出电压12V；纹波电压小于2%Vo；开关频率200kHZ。煤矿井下安全开关电源将交流电127V转变成直流电12V。电源结构图如图1所示。交流电经过整流、滤波等环节，成为纹波较大的直流电。在Buck-Boost变换器的作用下，经双重过压、过流保护电路之后，输出12V直流电。由于安全开关电源主要是在煤矿井下这种危险性的条件下使用，因此，为了安全的需要，必须要有双重过压、过流保护电路。煤矿井下安全开关电源结构主要包括输入滤波电路、整流滤波电路、备用电源、Buck-Boost变换器、多重过压、过流保护电路等，最终实现安全输出。其总体结构框图如图1所示。
图1 电源总体结构框架图
2.2 电路参数设计及选型分析
电路参数设计的主要内容包括功率器件的选型、备用电源以及控制芯片的选取等
首先，功率器件的选型包括开关管和二极管的选型。开关管在进行选型时，Buck-Boost变换器的开关管S选型必须符合下列要求：首先，开关管输出电流的额定值Ivt>ILp=1.1A；其次，开关管漏极与源极之间所承受的最大电压UDS，max>1.5（Vi，max+Vo）。而Buck-Boost变换器中二极管的选型应当满足下列条件：峰值电流必须大于变换器的输出电流（1A）；反向最大耐压值应大于输出电压的最大值1.5 （Vimax+Vo）≈50V。
其次，关于备用电源的选取。对于煤矿井下安全防爆电源来说，备用电源与主电路之间有很多不同的接线方法，备用电源的种类也非常多，比较常见的是锂电池和铅蓄电池。在很多煤矿井下安全开关电源设计中，电路选用的是额定电压为24V，容量2Ah的蓄电池，这种蓄电池在充电完成之后，可达到2小时的工作时长。
最后，在选取控制芯片过程中，通过电压控制技术实现PWM，这只是通过输出电压进行信号反馈，是一个单环控制。在此基础上，通过电流控制型PWM，采用电流控制技术来调节脉宽，在电路结构上增加了电流反馈环，达到控制开关管峰值电流的目的。如果在运行中出现故障，可以限制瞬时峰值电流。由于采用电压和电流两种控制手段，所以，对于电压调整率、负载调整率以及瞬态响应等进行了改善与处理，这是一种比较有效的控制器件。
2.3 电容、电感的选取
在煤矿井下安全开关电源的设计过程中，使用到了很多电容和电感，这些电容电感会对电源的安全稳定运行起到极为重要的作用。因此，要高度重视电容、电感的选取。电容有很多类型，包括安规电容、涤纶电容、云母电容以及电解电容等。不同类型的电容会对煤矿井下安全开关电源的性能产生直接影响。例如，使用滤波电容，将会影响到安全开关电源输出电压的稳定性以及抗干扰能力。因此，应该根据容量、特点以及应用场合等的需要选择不同的电容。在电感的设计中，由于电感是煤矿井下安全开关电源常用的元件，一般用作蓄能元件，或者与电容一起用在滤波电路中。煤矿井下安全开关电源设计，在输入整流滤波电路和输出整流电路中，都会使用到电感元件，主要用于平滑电流，避免产生较大电压。
3 结束语
安全开关电源是煤矿井下生产的关键性设备，其安全、高效以及稳定等特点，成为煤矿井下供电的重要供电电源。因此，在设计煤矿井下安全开关电源时，应当充分考虑到电路放电特性，研究安全开关电源技术指标，分析电路参数，合理选择电容和电感，确保电路安全运行和煤矿的安全生产。
参考文献
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