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功率放大器范文1
【关键词】音频功率 放大器 设计
1 电路与频响之间的关系
由于音频功率放大器的组件与器件有不同的选择，所以设备组合完成以后，会形成多种性能间的差异，设备会出现阻抗、声音失真、频响、信噪比等，这些最终会对音响的音质产生巨大的影响。在这种情况下，我们对音频的功率放大器进行研究的时候，更加倾向于宽阔平坦的频响，这样音频的平衡度会有一个完整的控制，较好的控制电路的失真问题。
根据我们的实践研究可知，场效应管的主要特点如下：输入的阻抗高、噪音系数小、动态范围大等。在这种情况下，现代保真音响的组成主要由三级管与场效应管共同组成。音频功率放大器的互补对称放大器是通过不同极性的放大器组件相互构成的，高保真的放大器从而形成。在设备的运行阶段，会产生对称放大的功能，可以抵消失真的偶次谐波，对场音的失真度进行降低。通过研究我们可知，在充电过程晶体管的两级电容，会延迟系统功放输出的信号，从而使输出信号在输入信号之后。产生的负反馈会引发低瞬态互调失真，由于晶体管的两级电容较小，所以高频段的影响较大，所以，要减小低瞬态互调失真，就要降低电路的相移量。
2 音频功率放大器的设计
音频放大器在改进以前具有耗电大、体形笨重、工作效率低、具有失真性等特点，其晶体管始终处于导通的状态，其开关存在失真的情况。本文中所设计的音频功率的设计框架如图1所示，这种设计可以满足现代的音频放大器需求。音频功率放大器通过接收音频信号，将其传输至前端低放电路，数据经过沃尔漫电路、共源共基电路、恒压源电路传输至推动级，推动级通过反馈电路与沃尔漫电路互通，最后由推动级将音频传送至末级进行功放。
2.1 音源切换电路
进行音频功率放大器的切换过程中，我们对音频的质量应该进行控制，使用小型的继电器，对信号的传输路径进行缩小，如图2所示。对音源电路的切换我们可以使用5档开关，通过开关对5路继电器进行控制。其中电路中所使用的电压为12V，电阻为700欧姆，我们通过采用稳压器对继电器两端的电压进行控制，这样可以保证其他电路与5路继电器可以同时使用。
2.2 末级功放电路
我们使用2SC5200的大功率管做为音频功率放大器的末级功放三极管，特征频率为大于等于30赫兹，C-E之间的击穿电压大于等于160伏特，CM之间允许的电流大于等于15安培，两级之间最大的耗散功率大于等于150瓦特。这样可以使输出的功率有所提高。
2.3 前置低放电路
前置的低放电路在使用过程中的最大优点是，在使用的过程中其音频的失真度较低，而且频响较宽，具有增益与线性好的特点。在前置的低放电路中，进行串联的电阻可以构成分压电路，为基极提供相应的电压。对于漏极电压结型场效应管中的电压应该控制在11.2伏左右，保证电路中结型场效应管在运行过程中的安全可靠性，保证与地面连接工作正常进行。由于结型场效应管中的两端电压较低，不能在高压的环境中工作，所以兼作输入中点电位对输入电路的静态电流、电阻进行调节，在进行设计的系统中，我们将电流控制在1.4毫安左右，通过这样的方式，电压就变成了偏置电压。我们将静电电流控制在一定的范围内，可以得到10瓦特的功率，如果需要更高的功率时，就需要对末极功率的电源电压进行更改，将场效应管的两端电流进行控制，其控制在100毫安左右。这样设计，就可以在大功率的条件下，使场效应管电压控制器件的栅极阻抗高，当静态电流变大时，会伴随振荡的产生。 我们对前级电路的放大倍数，常规为10倍左右。而音频的放大器中，一般会使用专业的高音频专用管。这样音响可以在整体上对信噪比与频率转换速率进行提升，减少因开关失真所产生的一些其他不良后果。本文中所使用的专用管为2SJ77，通过对工作点的调节，使其呈现在最佳工作状态下。
3 结束语
音响成为我们生活中必不可少的设备之一，从电脑音频播放器到大的场馆会所放映厅，都需要不同的音频设备，音响根据人们的生活水平、文化层次、音乐修养、欣赏水平的不同而有所差异，高保真的音质是所有音响使用者所共同追求的。在上文中主要就频响与电路二者间的关系进行分析，对音频功率放大器的设计进行阐述，笔者从三个方面进行了分析，首先从其音源切换电路，其次是末级功放电路，最后是前置低放电路，通过图片以更加直观的方式对其特点进行表述，使得读者可以更加直观的对音频功率放大器的设计方式进行了解，希望本文对相关的读者有一定的借鉴作用。
参考文献
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[4]曾标.基于LM4562？LM4702CTA的合并式音频功率放大器的设计与制作[J].音响技术，2011（23）：163-167.
作者简介
常兴，男，陕西省宝鸡市人。现为陕西凌云电器集团有限公司机电公司工程部助理工程师。主要研究方向为电子科学与技术。
功率放大器范文2
关键词：GaN；负载牵引；射频；功率放大器；管芯
中图分类号：TN722.75 文献标识码：A 文章编号：2095-1302（2014）01-0075-02
0 引 言
在通信和雷达系统中，功率放大器是其主要的组成部分，它的性能优劣对整个系统来说，影响巨大。在雷达的主要部件—— TR组件设计中，要求高功率和体积小、质量轻、可靠性高、低成本。人们对通信系统的质量和业务范围也要求越来越高。随着半导体工艺的快速发展，电路集成度的迅速提高，人们对微波组件性能的期望值也越来越高。特别是对微波功率放大器，人们总希望其频带越来越宽、功率越来越大、通用性越来越强。GaN材料作为第三代半导体的代表，具有大带宽、高饱和电子漂移速率和高击穿电子强度等显著特点。GaN高电子迁移率晶体管（HEMT）理论上可以实现更大的输出功率、更高的工作效率以及更高的抗辐照能力，代表固态微波器件的发展方向。以氮化镓（GaN）、碳化硅（SiC）为代表的宽禁带半导体射频微波器件必将在雷达、电子对抗、通信系统中取得广泛的应用，而且也将解决航空航天电子设备等方面的难题[1]。
本文采用CREE公司的GaN管芯CGH60120D，采用ADS负载牵引技术设计C波段的微波功率放大器，其发射功率接近100 W。
1 理论基础
功率放大电路设计包括同时提供准确的有源器件建模、有效的阻抗匹配（依赖于技术要求和工作条件）、工作的稳定性并易于实现等。功率放大器的设计品质的评估是在稳定工作条件下使得放大器级数最少、实现功率增益最大。为了稳定工作，必须计算有源器件潜在的不稳定工作的频域。为了避免寄生振荡，需要讨论不同频率范围（从低频到靠近器件的特性频率）的稳定电路技术。功率放大器的关键参数是它的线性度，这个参数对移动通信应用是非常重要的。另外，功率放大器的其他参数有最大输出功率、效率、l dB压缩点、三阶交调点等。器件的偏置条件决定了工作状态[2]。
2 直流仿真
放大器要想工作在正常状态，就必须确定一个静态工作点，通过直流仿真了解功放管的静态工作点 ，确定如图 1所示的、正确的偏置和器件静态 I V曲线。
根据 CGH60120D的资料显示 ，该器件典型工作状态下的漏级电压为28 V，静态电流为1.219 A，图1中，横坐标为漏级电压 ，纵坐标为电流值 ，在 Vg为28 V的不同曲线中找到能够使漏极电流为 180 mA的点 ，这时的栅极电压为-2.8V，这样便确定了晶体管的 2个供电电压值。
3 稳定性
功率放大电路设计的目的在于在预先估计稳定度并给定输出功率值的情况下，得到最大功率增益和效率。功率放大电路的不稳定性导致不希望的寄生振荡，使得输出信号失真。放大电路不稳定的主要原因之一是通过有源器件的内在电容、内在电感，以及外部电路元件，由输出端正反馈到输入端口。因此，任何功率放大电路，特别是在射频和微波频率，稳定性分析是非常关键的[3]。图2所示是其电路的稳定因子图。
由图2可以看出，在5 GHz时，该电路的稳定因子为2.925，大于1，可知此电压下，其电路是稳定的。
4 负载牵引
功放的输出功率主要取决于有源器件的负载阻抗，通过改变不同的负载阻抗值，测试功放的性能，这就是负载阻抗牵引。同理改变源阻抗的值来获得功放不同的性能叫做源阻抗牵引。搭建一套实际的负载（源）阻抗牵引系统是很困难而且代价昂贵的，但是随着微波 EDA技术的发展，利用软件仿真来实现负载（源）阻抗牵引是很方便的[4]。用ADS软件中的LoadPull模块对管芯进行负载牵引情况如图3所示。
由图3中可得出其最佳负载阻抗为1.614+j*1.604。下来就可根据阻抗匹配理论 ，在 smithchar对输出共扼匹配 ，利用微带线完成匹配网络，网络在阻抗圆图上的轨迹如图 4所示。
由图4可以得出，该管芯的负载匹配电路如图5所示。
把负载阻抗加入电路，再用同样方法进行源阻抗牵引，并在smithchar完成匹配电路。最后把源阻抗也加入电路中，得到的整体电路如图6所示。
而对整体电路进行优化后，再对整体电路进行谐波平衡仿真，其功率仿真结果如图7所示。
由图7可以看到，该电路的最佳输出功率为49.644 dBm，接近100 W，因而可达预期的功率输出。功放的效率仿真结果如图8所示，可以看到，其效率值达到56.278%，符合功放设计的预期值。
5 结 语
本文对CREE公司的CGH60120D氮化镓管芯进行负载牵引仿真，结果证明：此芯片设计下的C波段功率放大器的最佳功率能达到100 W。可以满足通信领域和雷达领域对功率放大器放大值的需求。
参 考 文 献
[1] BAHL I.射频与微波晶体管放大器基础[M]. 北京： 电子工业出版社，2013.
[2]徐兴福.ADS200射频电路设计与仿真实例[M].北京： 电子工业出版社，2010.
[3] Pozar D M.微波工程[M].北京：电子工业出版社，2006.
功率放大器范文3
关键词：Class F；射频功率放大器；谐波抑制；阻抗匹配
Design of High Efficiency Class F Power Amplifier
ZHOU Yong1, HUANG Ji-wei1,2
（1.GuangZhou RunXin Information Technology Co.Ltd, Guangzhou 510663,China；
2.Institute of RF-&OE IC, Southeast University, Nanjing 210096,China）
Abstract: A high efficiency class F RF PA（power amplifier）is realized in an InGaP/GaAs HBT （heterojunction bipolar transistor） process. The characteristics and principle of class F power amplifier is described at first, and the bias circuit, the matching network and harmonic suppression technique are focused in this paper. The measurement results exhibit that the efficiency of the PA is 68% with 37-dBm output power, when the supply voltage is 5V.
Key Word: Class F; RF Power Amplifier; Harmonic Suppression; Impedance Matching
1 引言
射频功率放大器广泛应用于各种无线通信设备中，随着无线通讯服务的快速增长，对低功耗、高效率、小体积的要求也迅速增加。众所周知，射频功率放大器是射频传输中功率损耗最大的设计模块，因此，近年来高效射频功率放大器的发展迅速，典型的高效模式有D类、E类、F类、逆F类等。通过降低功率管的损耗，使得效率得到明显的提高，理论效率可以达到100%。其中，E类的输出晶体管要承受很高的电压，这与现代集成电路工艺技术的发展趋势不兼容；并且E类放大器要求驱动信号必须有很快的上升时间，否则会引入额外的损耗。F类功率放大器使用输出滤波器对晶体管集电极电压或是电流中的谐波成分进行控制，归整晶体管集电极的电压波形或者电流波形，使得它们没有重叠区，从而减少了开关的损耗，提高了功率放大器的效率[1]。
2 F类功率放大器的工作原理分析
在大多数的F类功率放大器设计中，器件都是偏置在B类或是深AB类，并控制谐波使得器件的输出电压成为矩形。在功率管的设计中，集电极看到的基频阻抗为RL，高阶奇次谐波阻抗为无穷大，高阶偶次谐波阻抗为0，因此集电极电压波形将包含有各阶奇次谐波成分，它是一个理想的方波。由于各高阶偶次谐波阻抗为0，流过开关的电流中仅包含基频频率成分和各高阶偶次谐波成分，其理想的波形如图1所示。流过开关的电流中的基频成分在负载RL上产生输出功率，而其他的高次谐波成分则由LC并联谐振网络短路到地。所以，负载上的电压波形和电流波形都是理想的正弦波，没有谐波损耗[2]。实现F类工作的电压和电流波形的信号，可使用奇次谐波来近似方波，偶次谐波来近似正弦电流波形：
式中，Vdd为电源电压，Vom为基频电压，V3m为三阶谐波点的电压， V5m为五阶谐波点的电压；Idc为直流电流，Iom为基频电流， I2m为二阶谐波点的电流，I4m为四阶谐波点的电流，θ=ω0t，ω0=2πf0，f0是基波频率。
电压表达式达到最大值和最小值的中间点的位置分别是在θ=π/2，3π/2。最小电压时的最大平坦度要求在θ= 3π/2偶阶导数为0.由于cos（nπ/2）=0，n为奇数时，奇阶导数等于0，因此必须定义由式（1）给出的电压波形的偶阶导数。同理，根据最大平坦度要求，电流达到最小值和最大值的点分别是在θ=π/2，3π/2。由于奇阶导数等于0，必须以式（2）来定义电流波形的偶阶导数，在最小电流的最大平坦度要求θ= π/2时的偶阶导数为0。
放大器的效率随着各种不同电压和电流谐波成分组合数目的增加而增加。由高阶谐波分量构成并提供的电压波形越平坦，由输出电流引起的功率耗散就越小。
3 电路设计及仿真结果
3.1 偏置电路
随着输入信号的增加，功率放大器会产生负的幅度失真和正的相位误差。为了有效的补偿这种失真，本文应用片上线性化技术，如图2所示，包括两个叠加的BE二极管，一个有源偏置的HBT2晶体管，一个电容Cb来短路RF泄漏信号。电容与HBT2晶体管的BE结二极管补偿了随着输入信号增大而下降的功率管HBT1的基极偏置电压[3]。线性化的过程为：由于并联电容Cb，P点在基频的阻抗变小，从而泄漏到P点的RF功率增加；增加的功率经过HBT2管的基射结整流后的直流电流变大，使得其BE结电压下降；而这个电压降正好补偿了HBT1管下降的基极偏置电压。
由于电阻R与串联连接的D1/D2管的并联阻抗，在基频时远大于Cb的阻抗，所以，在节点P，所有的RF信号通过Cb泄漏到地，稳定了P点的DC电压。随着输入功率的增加，HBT1管需要更多的集电极电流，因此，HBT1管的基极电流必须增加。在直流的意义上来说，由于D1/D2二极管的电流远远大于HBT2的基极电流，P点的直流电压恒定，所有HBT2的基射结的电压降补偿了HBT1的基极偏置电压的下降[4]。
3.2 输出匹配网络的设计
对于任何功率放大器，输出匹配电路的性能都是关键。同样，输出匹配网络是Class F 功率放大器的重点，直接关系到效率这一重要的参数。功率管的输出经过输出匹配网络之后，应整形成为如图1所示的理想波形[5]。
所设计的输出匹配电路如图3所示，前面四个谐振接地电路谐振在2阶谐波，后一个谐振电路谐振在3阶谐波。其谐波阻抗如图4所示，仿真图如实的反应了设计目标。功率管的输出电压和电流波形如图5所示，其中，电流波形出现负脉冲，可认为是余弦脉冲，负脉冲的高度和宽度都随频率的升高而增加。这是由少数载流子在基区渡越时间所引起的，或者说是由在基区内的空间电荷储存效应引起的。当发射极电压对于基极变成反向偏置时，在基区内储存的非平衡少数载流子来不及扩散到集电极，又被反向偏置所形成的电场重新推斥到发射极，从而形成负脉冲[6]。
3.3 PA电路的设计
功率放大器采用三级电路结构来实现较大的功率输出，如图6所示。第一级为小信号放大级，工作在A类。第二级为驱动级，工作在AB类。第三级为功率级，工作在深AB类或是B类。每一级放大器的偏置电路均采用图2所示的偏置电路。在片集成了各级间匹配电路。图7示出了仿真的功率放大器输出功率和效率。当输出功率为37.5dBm时，效率达到了70.6%。
4 测试结果
芯片采用InGaP/GaAs HBT工艺制作，图8为芯片照片，芯片面积为1mm×1.2mm。用安捷伦的信号发生器E4438C和频谱仪E4440搭建测试平台，测得PAE与输出功率的曲线如图9所示，当输出功率为37dBm时，芯片效率达到68%，测试结果与仿真结果较为吻合。
5 结论
本文为移动通信设计了一款基于InGaP/GaAs HBT的高效率Class F 射频功率放大器。当电源电压为5V，输出功率为37dBm时，此时放大器效率达到68%。本文设计的输出匹配电路，明显改善了输出匹
（下转第38页）
配电路的谐波阻抗，各谐波均小于-40dBm。经测试，仿真结果和测试结果吻合良好。即使在负载失配条件下，芯片仍正常工作。
参考文献
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功率放大器范文4
关键词:宽禁带半导体; 功率放大器; 附加效率; GaN
中图分类号:TN95 文献标识码:A
文章编号:1004-373X(2010)13-0045-03
Design of GaN Wide-bandgap Power Amplifier with High Efficiency
ZHANG Fang-di1, ZHANG Min1, YE Pei-da2
(1. East China Research Institute of Electronic Engineering, Heifei 230031, China;
2. Key Lab of Information Photonics and Optical Communications, Ministry of Education, School of Telecommunication Engineering,
Beijing University of Posts and Telecommunications, Beijing 100876, China)
Abstract: GaN as one typical representative of the third generation semiconductor materials is considered to be a perfect candidate for high-frequency semiconductor power devices due to its features such as wide bandgap and high critical electric field. By using a loadpull/sourepull method, a S-band GaN wide-bandgap power amplifier (10 W) is designed and fabricated based on the Agilent ADS software to investigate the properties of GaN power amplifier. The design procedure for the power amplifier is illustrated in detail. The power amplifier was tested. The test results show that the output power over 15W and power added efficiency (PAE) above 67% can be realized by the designed amplifier at the range of 2.3～2.4 GHz, and prove that the GaN wide-bandgap power device has the characteristics of high gain and high efficiency.
Keywords: wide-bandgap semiconductor; power amplifier; power added efficiency; GaN
0 引 言
半导体功率器件按材料划分大体经历了三个阶段。第一代半导体功率器件以Si双极型功率晶体管为主要代表,主要应用在S波段及以下波段中[1]。Si双极型功率晶体管在L波段脉冲输出功率可以达到数百瓦量级,而在S波段脉冲功率则接近200 W。第二代半导体功率器件以GaAs场效晶体管为代表,其最高工作频率可以达到30~100 GHz。GaAs场效应晶体管在C波段最高可输出功率接近100 W,而在X波段则可达到25 W。第三代半导体功率器件以SiC场效应晶体管和GaN高电子迁移率晶体管为主要代表。同第一代、┑诙代半导体材料相比,SiC和GaN半导体材料具有宽禁带、高击穿场强、高饱和电子漂移速率以及抗辐射能力强等优点,特别适合应用于高频、高功率、抗辐射的功率器件,并且可以在高温恶劣环境下工作[2-5]。由于具备这些优点,宽禁带半导体功率器件可以明显提高电子信息系统的性能,广泛应用于人造卫星、火箭、雷达、通讯、战斗机、海洋勘探等重要领域[6-10]。
本文基于Agilent ADS仿真软件设计实现一款高效GaN宽禁带功率放大器,详细说明设计步骤并对放大器进行了测试,结果表明放大器可以在2.3~2.4 GHz内实现功率15 W以上,附加效率超过67%的输出。
1 GaN宽禁带功率放大器的设计
1.1 放大器设计指标
在2.3~2.4 GHz工作频段内,要求放大器连续波工作,输出功率大于10 W,附加效率超过60%。
1.2 功率管的选择
根据放大器要求的设计指标,设计选用的是某进口公司提供的SiC基GaN宽禁带功率管,其主要性能参数见表1。
1.3 放大器电路设计
图1为功率放大器原理框图。图1中,IMN&Bias和OMN&Bias分别为输入匹配网络及输入偏置电路和输出匹配网络及偏置电路,VGS和VDS分别为栅极-源极工作电压和漏极-源极工作电压。采取的设计思路是:对功率管进行直流分析确定放大器静态工作电压;进行稳定性分析和设计;利用源牵引(Source Pull)和负载牵引(Load Pull)方法确定功率管匹配电路的最佳源阻抗ZS和最佳负载阻抗ZL(ZS和ZL的定义见图1);根据获得的源阻抗与负载阻抗进行输入、输出匹配电路设计以及偏置电路设计;加工、调试及改版。
表1 GaN功率器件性能参数
频率范围Up to 4 GHz小信号增益(最小)14 dB
P3dB输出功率(最小)13 W效率(P3dB)65%
工作电压28 V击穿电压VBR(最小)84 V
器件结温(最大)175 ℃热阻5 ℃/W
图1 功率放大器原理框图
1.3.1 直流分析
对功率放大器进行直流分析的目的是通过功率管的电流-电压(I-V)曲线确定功率管的静态工作电压。由于厂家提供了功率管的ADS模型,因此设计中直接利用该模型进行仿真设计(下同)。
图2为在Agilent ADS软件中对器件模型进行直流分析的结果。根据厂家给出的器件规格参数以及┩2中的I-V曲线,选用VDS=28 V,VGS=-2.5 V作为放大器的工作电压。为使放大器能够实现较高的效率,这里选取静态电压让放大器在C类条件下工作。
图2 基于ADS模型的功率管I-V曲线
1.3.2 稳定性分析
稳定性是放大器设计中需要考虑的关键因素之一,它取决于晶体管的S参数和置端条件。功率放大器的不稳性将产生不希望出现的寄生振荡,导致结果失真,甚至设计失败。因此,在进行放大器阻抗匹配电路设计之前,必须进行稳定性分析与设计。
图3给出了功率管稳定系数随频率的变化曲线。图3中,稳定系数K与D分别定义为:
K=1-S11-S22+D22S12S21 (1)
D=S11S22-S12S21 (2)
从图3可以看出,在设计频段内稳定系数K和D分别满足大于1和小于1的条件,所以功率管为无条件稳定[11]。
图3 功率管稳定系数随频率的变化曲线
1.3.3 源牵引与负载牵引分析
源牵引/负载牵引分析方法原理:放大器在大信号电平激励下,通过连续变换源阻抗/负载阻抗对功率管进行分析,然后在Smith阻抗圆图上画出等功率曲线和等增益曲线,并根据设计要求选择出最佳源阻抗/最佳负载阻抗准确设计出满足要求的功率放大器。
分析中选取中心频率f=2.35 GHz。为准确获取功率管的最佳源阻抗ZS和最佳输出阻抗ZL,分析过程中遵循效率优先的策略,并采取如下步骤:
首先,假定ZS(0)=10 Ω进行负载牵引分析获得ZL(1);然后,根据ZL(1)进行源牵引分析获得ZS(1);再根据ZS(1)进行负载牵引分析得到ZL(2),…。重复进行源牵引分析与负载牵引分析,直至前后两次得到的负载阻抗ZL相等或者相差很小为止。
图4为进行源牵引分析和负载牵引分析得到的功率管输出功率、附加效率(Power Added Efficiency,PAE)等高线图。图4中,功率管的附加效率定义为:
ηPAE=(POUT-PIN)/PDC (3)
式中:POUT,PIN和PDC分别为放大器输出功率、输入功率和电源消耗功率;ηPAE代表功率附加效率。
从图4中可以读出功率放大器的最佳源阻抗与最佳负载阻抗分别为ZS=2.1-j6.5 Ω与ZL=13+j7.8 Ω。
1.3.4 匹配网络、偏置电路设计
匹配电路主要用来进行阻抗变换,其最终的目的是为了实现最大的功率传输。在仿真设计过程中,首先假设是在理想偏置电路的情况下利用取得的最佳源阻抗和最佳负载阻抗进行输入、输出匹配网络设计,然后根据1/4λ准则进行偏置电路设计,并通过微调电路部分参数使偏置电路满足射频扼流的要求。在Agilent ADS软件中,为使设计能够准确模拟真实情况,一般需要在电路设计(基于模型的)之后进行RF Momentum优化仿真。┩5为Agilent ADS软件设计的放大器匹配网络与偏置电路。图5中,微波电路基板材料选用的是Rogers公司的RT/duroid 6002板材,介电常数为2.94,厚度为0.254 mm。优化仿真过程中发现:放大器的效率和带宽是一对矛盾,当效率提高时,带宽变窄,反之亦然。
图4 功率管功率、附加效率等高线图
图5 匹配网络与偏置电路
2 指标测试
放大器实物如图6所示。
图6 放大器实物图
对设计的宽禁带功率放大器进行了测试。测试条件是:连续波工作,漏极电压VDS=28 V,栅极电压VGS=-2.5 V。图7为频率为2.35 GHz时,放大器输出功率、附加效率随输入功率的变化曲线。由测试结果可知:随着输入功率的增大,放大器的输出功率近似呈线性增大,在26 dBm开始出现饱和;随着输入功率的增大,放大器附加效率增大,在27 dBm时达到最大附加效率68.5%。实验还在2.2~2.6 GHz频率范围内(0.5 GHz为步长)测试了放大器的输出功率和附加效率参数,测试结果如图8所示。在2.25~2.5 GHz频率范围内,放大器输出功率在10 W以上,附加效率也超过60%。在2.3~2.4 GHz频率范围内,输出功率超过15 W,附加效率超过67%,放大器满足设计指标。
图7 输出功率、附加效率随输入功率的变化曲线
图8 输出功率、附加效率随频率的变化曲线
3 结 语
利用SiC基GaN宽禁带功率器件设计制作了S波段10 W功率放大器。试验测试结果表明所设计的放大器在2.3~2.4 GHz内附加效率在67%以上,也证实了宽禁带器件高效率、高增益的特点。
参考文献
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功率放大器范文5
关键词：接口 脉宽调制 前置放大 低通滤波
1 绪论
1.1 音频功率放大器的现状
进入21世纪以后，各种便携式的电子设备成为了电子设备的一种重要的发展趋势。从作为通信工具的手机，到作为娱乐设备的MP3播放器，已经成为差不多人人具备的便携式电子设备。陆续将要普及的还有便携式电视机，便携式DVD等等。所有这些便携式的电子设备的一个共同点，就是都有音频输出，也就是都需要有一个音频放大器；另一个特点就是它们都是电池供电的，都希望能够有较长的使用寿命。就是在这种需求的背景下，新型D类放大器被开发出来了。它的最大特点就是它能够在保持最低的失真情况下得到最高的效率。此音频功率放大器将被广泛应用于可携式产品、家庭AV设备、专业影音、汽车音响、平板电视、媒体播放器笔记本电脑和汽车音箱等多个领域。
音频放大器不只是在便携式的设备中需要，在大功率的电子设备中也需要。因为，功率越大，效率也就越重要。而随着人们的居住条件的改善，高保真音响设备和更高档的家庭影院也逐渐开始兴起。在这些设备中，往往需要几十瓦甚至几百瓦的音频功率。这时，低失真、高效率的音频放大器就成为其中的关键部件。
2 总体设计与分析
2.1 设计任务与基本要求
设计一个基于USB接口的音频功率放大器，功率放大器的电源电压是+5V（电路其他部分的电源电压不限），负载为8Ω电阻。
功率放大器：
（1）3dB通频带为300 ～3400Hz，输出正弦信号无明显失真。
（2）最大不失真输出功率≥1W。
（3）输入阻抗>10kΩ，电压放大倍数1 ～20连续可调。
（4）低频噪声电压（20kHz以下）≤10mV，在电压放大倍数为10、输入端对地交流短路时测量。
2.2 总体设计方案
根据设计任务的要求，本系统中的PWM调制器主要由三角波产生电路和比较器组成，设计采用的高速开关方式由驱动电路和H桥互补对称输出电路来实现，利用低通滤波器恢复原音频信号。
2.3 方案论证与比较
2.3.1 音频功放类型的选择
音频功率放大器设计的核心是功率放大部分，在音频功率放大器的市场上，存在多种功率放大器如A类、B类、AB类、D类放大器。
（1）A类放大器晶体管总是处于导通状态，晶体管会变得很热，大部分功率都浪费在了产生热量上。 B类放大器效率高于A类放大器，但存在相对较大的信号失真即会产生交越失真，会对声音的音质破坏严重。AB类放大器与B类放大器非常相似，虽然性能有所改善但AB类放大器的效率不如B类放大器高。
（2）新型D类放大器与上述放大器不同，它的两只晶体管不会在同一时刻导通，因此产生的热量很少，并且效率极高在理想情况下可达100%，而相比之下AB类放大器仅能达到78.5%，D类放大器的开关工作模式也减少了输出信号的失真，另外它可以通过所有音频带宽内（20Hz至20kHz）的信号，在所有频率上增益保持不变，同时总谐波失真不超过1%。
通过以上比较，D类放大器不仅大幅度减少了输出器件的功耗和减少了谐波失真，而且效率几乎能达到90-95%，故此类功率放大器最好的选择。
2.3.2 功率放大器实现电路的选择
功率放大器工作在开关状态下可以采用脉宽调制（PWM）模式，利用PWM能将音频输入信号转换为高频开关信号，再经过高速开关电路把输出的PWM信号变成高电压、大电流的大功率PWM信号，最后经过低通滤波电路还原成音频信号。
（1）脉宽调制器（PWM）
采用如图1所示方式实现。三角波及比较器分别采用通用集成电路，各部分的功能清晰，实现灵活便于调试。若合理的选择器件参数，可使其在较低的电压下工作。
图1 原理方框图
（2）高速开关电路
① 输出方式确定。选用H桥型输出方式（如图2所示）。此方式可充分利用电源电压，浮动输出载波的峰-峰值可达10V，有效地提高了输出效率，能达到题目所有标要求，故选用此输出电路形式。
② 开关管的选择。为提高功率放大器的效率和输出效率，对它的要求是高速、低导通电阻、低损耗。选用VMOSFET管。VMOSFET管的驱动电路简单，具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性，故选用高速VMOSFET管。
（3）滤波器的选择
采用两个相同的四阶Butterworth低通滤波器，在保证20kHz频带的前提下使负载上的高频载波电压进一步得到衰减。
功率放大器范文6
关键词：射频功率放大器；输出匹配；数据模型；电压驻波比
中图分类号：TN722文献标识码：B
文章编号：1004-373X(2009)03-075-03
Design of RF Power Amplifier Using MHVIC2115 Device
YU Jiajia LIU Taijun1,2,ZENG Xingbin1,2
(1.Institute of Communication Technology,Ningbo University,Ningbo,315211,China;
2.Ningbo Wireless Communication and Digital Audio Technology Key Laboratory,Ningbo,315211,China)
Abstract：This paper designs a WCDMA drive power amplifiers using MHVIC2115 device.Because there is no circuit model about this device,S1P data model is used to simulate the output match circuit.By adding potentiometers,it can reduce power supply ports of the gate bias circuit and facilitate the following measurement.In order to ground backside source terminal of the device,this paper doesn′t use the grounding holes on the pad,but uses a metal pedestal.This method improves the electrical conductivity,thermal conductivity of the backside source terminal and makes the device installing more convenient.
Keywords：RF power amplifier;output match;data model;voltage standing wave ratio
0 引 言
各种无线通信系统的发展，如GSM,WCDMA,TD-SCDMA,WiMAX和Wi-Fi，大大加速了半导体器件和射频功率放大器的研究进程。射频功率放大器在无线通信系统中起着至关重要的作用，它的设计好坏影响着整个系统的性能，因此，无线系统需要设计性能良好的放大器。不同的通信标准中，对放大器的性能指标要求又不一样。欧洲WCDMA作为3G移动通信主流标准之一［1］，所以对其放大器的研究设计具有很强的工程意义。很多器件厂商针对WCDMA标准，生产出各自的射频功率管。本文采用飞思卡尔半导体公司的MHVIC2115功率管对其放大器进行设计，利用Advanced Design System软件进行输出匹配电路仿真。
1 射频功率放大器设计
1.1 MHVIC2115介绍
MHVIC2115作为宽带集成电路，用于基站功率放大器的设计。这个器件采用飞思卡尔最新高压LDMOS技术，内部集成了三级放大模块［2］。其工作频率为1 600~2 600 MHz，而WCDMA的工作频段为2 110~2 170 MHz，能满足设计要求。MHVIC2115既可用于输出级放大器设计也适合驱动级设计。本文设计一个驱动级放大器，其增益大于30 dB，增益平坦度为±0.3 dB，P1 dB为15 W，工作电压为28 V。因为MHVIC2115为三级集成功率管，其栅极偏置有VGS1,VGS2,VGS3，如图1所示。
确定使用MHVIC2115器件后，必须对其输入输出进行匹配，满足一定的带宽、驻波比等要求［3］。考虑到MHVIC2115内部集成了输入匹配电路，所以输入端口直接接50 Ω的微带线。而器件的输出端并没有匹配到50 Ω,需要设计相应的输出匹配电路用来完成器件输出端口与端接负载间的匹配［4］。为了获得最大输出功率或效率，输出匹配电路把最佳负载匹配到50 Ω。
1.2 MHVIC2115原理图
参考厂商的datasheet中的原理图，用Protel画出相应的原理图，如图2所示。
这里对参考设计进行了改进，厂商的参考资料中的栅极偏置VGS1,VGS2,VGS2使用不同的电源端口，而本文使用电位器来调节不同偏置电压，使用同一个电源VGS。这对于测试来说是非常有利的，可以减少使用直流电压源的个数，方便调试。需要注意的是,Protel中微带线无法表示，这里只用普通的导线来代替。
1.3 输出匹配仿真
对于MHVIC2115器件，由于无法获取完整的电路
模型，本文利用datasheet中测试的数据进行输出匹配电路的设计［5,6］。根据与Zout之间的共轭关系，很容易得出器件Zout。然后利用文本编辑器生成一个Zout.s1p［7］。Zout.s1p文件中阻抗值如表1所示。
在ADS中采用S1P数据模型来代替器件的输出阻抗，把模型路径设置成Zout.s1p文件对应的路径。整个输出阻抗匹配电路［8］如图3所示，采用微带线和分立元件来设计。板材采用Arlon AD255，其相对介电常数为2.55，介质厚度为0.762 mm,铜膜厚度为35 μm。
优化前后的结果如图4所示，优化后S(1,1)小于-24 dB，此时电压驻波比VSWR小于1.13。由于Zout.s1p只包含了3个频率点，所以仿真曲线不平滑。
初步仿真后，可以再进行电路参数优化。需要注意，电容值在优化时被设置成连续的变量，但是实际厂商的电容值是离散的。所以在优化仿真之后，要把理想电容值改成离实际电容最近的值，然后再仿真。实际匹配、旁路电容采用AVX厂商的ACCU-P系列［9］的射频微波电容，该电容Q值高，容差小，等效串联电阻小，适合放大器设计。
而输入端口直接接50的微带线，宽度为2。由于器件引脚的间距小，不允许输入端口到引脚的微带线一直为2,需要一个锥形微带线过渡到引脚。
2 PCB的设计
